diff --git a/Abkuerzungsverzeichnis.tex b/Abkuerzungsverzeichnis.tex
index bd2c4d6373d36f12d728a6488a091cb4a159f65a..66a4ee8bfa2a50dfdca41636627835af1a93244d 100644
--- a/Abkuerzungsverzeichnis.tex
+++ b/Abkuerzungsverzeichnis.tex
@@ -9,6 +9,8 @@
\acro{EDA}{Electronic Design Automation}
\acro{IPC}{Association Connecting Electronics Industries}
\acro{DCM}{Discontinuous Conduction Mode}
+ \acro{ZVS}{Zero Voltage Switching}
+ \acro{ESR}{Equivalent Series Resistance}
\end{acronym}
\acused{MOSFET}\acused{MOSFETs}
\acused{IC}\acused{ICs}
diff --git a/Bilder/BasicFlyback.pdf b/Bilder/BasicFlyback.pdf
index 52a4f6e6f69f9d605b1e51ae92852036e8ba0639..a1be0311dfbf7ea0d3264565d4dfc57927bdf7be 100644
Binary files a/Bilder/BasicFlyback.pdf and b/Bilder/BasicFlyback.pdf differ
diff --git a/Bilder/QR-Verlauf.png b/Bilder/QR-Verlauf.png
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..5f46a5f05c2b792f3c1864a0179018a1938c4c27
Binary files /dev/null and b/Bilder/QR-Verlauf.png differ
diff --git a/Bilder/Ripple.png b/Bilder/Ripple.png
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..943a380fb67bc6299c6e81929801ee7db8b52aab
Binary files /dev/null and b/Bilder/Ripple.png differ
diff --git a/Bilder/VbulkPlot.tex b/Bilder/VbulkPlot.tex
index fa348a549ac7afd15864fce73a0005091e9d3ab7..df7150d951ff29da9c3cf62b68969446011336ca 100644
--- a/Bilder/VbulkPlot.tex
+++ b/Bilder/VbulkPlot.tex
@@ -9,7 +9,7 @@
ymax=380,
]
- \addplot[green]table {Bilder/VinPlot.txt};
+ \addplot[blue]table {Bilder/VinPlot.txt};
\addplot[red, thick]table {Bilder/VbulkPlot.txt};
\draw[dashed]
diff --git a/Bilder/einmalFehler.png b/Bilder/einmalFehler.png
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..c4ab543e495d7110a0ac2d8c95d3e655b5483e56
Binary files /dev/null and b/Bilder/einmalFehler.png differ
diff --git a/Bilder/wechselStrom.png b/Bilder/wechselStrom.png
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..b21fd719e15c4e9cf77cd5ac422c042c91e88813
Binary files /dev/null and b/Bilder/wechselStrom.png differ
diff --git a/Dimensionierung.tex b/Dimensionierung.tex
index aba6232c1d99851f63acc9791ebc216ae2b8dd9a..ff981ae3f796fe3127c27d526b7f0ad1126e8ce6 100644
--- a/Dimensionierung.tex
+++ b/Dimensionierung.tex
@@ -1,9 +1,13 @@
\chapter{Dimensionierung}\label{chap:dimensionierung}
-% Was ist bei den einzelnen Bauteilen zu beachten, wie sind die Werte?
+
+In diesem Kapitel werden die Anforderungen an die einzelnen Komponenten ermittelt.
+An zentraler Stelle steht dabei der Schaltregler 'UCC28730' von Texas Instruments.
+
+\emph{mehr zum Schaltregler}
\section{Gleichrichter und Zwischenkreis}\label{sec:dim-acdc}
Mit der hier umgesetzten, passiven Gleichrichtung ist absehbar,
-dass der Leistungsfaktor der Schaltung sehr schlecht ausfallen wird.
+dass der Leistungsfaktor der Schaltung sehr schlecht ausfällt.
Dies könnte durch ein Netzfilter erheblich verbessert werden.
Ebenso könnte so verhindert werden, dass hochfrequente Störungen in das Netz eingebracht werden.
Die Umsetzug eines solchen Filters liegt nicht im Rahmen dieser Arbeit.
@@ -14,11 +18,11 @@ Es kommt ein Brückengleichrichter zum Einsatz.
Dieser muss den Spitzenwert der Eingangsspannung blocken können.
\begin{equation}
- V_P = \sqrt{2} \cdot V_{AC,max} = \SI{565}{\volt}
+ U_P = \sqrt{2} \cdot U_{AC,max} = \SI{565}{\volt}
\end{equation}
-Des weiteren sollte seine Vorwärtsspannung $V_F$ einen möglichst geringen Wert aufweisen um Verluste zu vermeiden.
-Der gewählte Gleichrichter 'MDB10S-HF' weißt mit $V_{RMS} = \SI{700}{\volt}$ und $V_F = \SI{0,8}{\volt}$ bei \SI{100}{\milli\ampere}
+Des weiteren sollte seine Vorwärtsspannung $U_F$ einen möglichst geringen Wert aufweisen um Verluste zu vermeiden.
+Der gewählte Gleichrichter 'MDB10S-HF' weißt mit $U_{RMS} = \SI{700}{\volt}$ und $U_F = \SI{0,8}{\volt}$ bei \SI{100}{\milli\ampere}
beide Eigenschaften auf.
% https://eu.mouser.com/datasheet/2/80/B05S_HF_Thru408783__B10S_HF_RevC-2504752.pdf
@@ -27,43 +31,43 @@ beide Eigenschaften auf.
\subsubsection{Auslegung der Kapazität}
-Die Spannweite der Zwischenkreisspannung $V_{DC}$ kann wie folgt berechnet werden.
-Das Maximum $V_{DC,max}$ ergibt sich aus dem Spitzenwert der gleichgerichteten Netzspannung.
+Die Spannweite der Zwischenkreisspannung $U_{DC}$ kann wie folgt berechnet werden.
+Das Maximum $U_{DC,max}$ ergibt sich aus dem Spitzenwert der gleichgerichteten Netzspannung.
\begin{equation}
- V_{DC,max} = \sqrt{2} \cdot V_{AC,max}
- \label{eq:V_DC,max}
+ U_{DC,max} = \sqrt{2} \cdot U_{AC,max} = \SI{565}{\volt}
+ \label{eq:U_DC,max}
\end{equation}
-Der Minimalwert der Zwischenkreisspannung $V_{DC,min}$ ist davon abhängig wie weit der Pufferkondensator $C_{Bulk}$ während einer Halbwelle entladen wird.
-Umso größer $C_{Bulk}$ ist, umso stabiler ist $V_{DC}$ und umso weniger bricht die Spannung während des Entladens ein.
-Ein beispielhafter Verlauf ist in Abb. \ref{fig:V-Bulk} abgebildet.
+Der Minimalwert der Zwischenkreisspannung $U_{DC,min}$ ist davon abhängig wie weit der Pufferkondensator $C_{Bulk}$ während einer Halbwelle entladen wird.
+Umso größer $C_{Bulk}$ ist, umso stabiler ist $U_{DC}$ und umso weniger bricht die Spannung während des Entladens ein.
+Ein beispielhafter Verlauf ist in Abb. \ref{fig:U-Bulk} abgebildet.
\begin{figure}[h]
\centering
\input{Bilder/VbulkPlot.tex}
\caption{Zwischenkreisspannung bei Wechselspannung}
- \label{fig:V-Bulk}
+ \label{fig:U-Bulk}
\end{figure}
-$V_{DC,min}$ kann mit folgender Formel aus \cite{Infineon-QR-2-9} ermittelt werden.
+$U_{DC,min}$ kann mit folgender Formel aus \cite{Infineon-QR-2-9} ermittelt werden.
Der Ladezyklus $d_{charge} = \frac{T_{Charge}}{T}$ kann dabei mit $0,2$ angenähert werden.
$P_{in,max}$ entspricht dem Quotienten aus maximaler Nutzleistung und erwartetem Wirkungsgrad.
\begin{equation}
- V_{DC,min} = \sqrt{2 \cdot V_{AC,min} ^ 2 - \frac{P_{in,max} \cdot (1 - d_{charge})}{C_{Bulk} \cdot f_{AC}}}
- \label{eq:V_DC,min}
+ U_{DC,min} = \sqrt{2 \cdot U_{AC,min} ^ 2 - \frac{P_{in,max} \cdot (1 - d_{charge})}{C_{Bulk} \cdot f_{AC}}}
+ \label{eq:U_DC,min}
\end{equation}
-Anhand von (\ref{eq:V_DC,min}) wird in Abb. \ref{fig:V-DCmin} die Minimalspannung in Abhängigkeit von $C_{Bulk}$ betrachtet.
+Anhand von (\ref{eq:U_DC,min}) wird in Abb. \ref{fig:U-DCmin} die Minimalspannung in Abhängigkeit von $C_{Bulk}$ betrachtet.
Es ist zu erkennen, dass eine Erhöhung der Kapazität im niedrigen Bereich einen großen Effekt hat,
der ab einer gewissen Größe stark abnimmt.
\begin{figure}[h]
\centering
\input{Bilder/CbulkVbulkPlot.tex}
- \caption{$V_{DC,min}$ in Abhängigkeit von $C_{Bulk}$}
- \label{fig:V-DCmin}
+ \caption{$U_{DC,min}$ in Abhängigkeit von $C_{Bulk}$}
+ \label{fig:U-DCmin}
\end{figure}
Im Datenblatt des Schaltreglers ist eine detailliertere Gleichung angegeben um wahlweise
@@ -71,27 +75,27 @@ Spannungsminimum oder die benötigte Kapazität zu errechnen \cite[S.23]{UCC2873
Hier wird ein zusätzlicher Faktor $N_{HC}$ verwendet um ausfallende Halbwellen der Versorgungsspannung zu berücksichtigen.
\begin{equation}
- C_{Bulk} \geq \frac{2 P_{in,max} \cdot (0,25 + 0,5 N_{HC} + \frac{1}{2\pi} \cdot \arcsin(\frac{V_{DC,min}}{\sqrt{2} \cdot V_{AC,min}}))}
- {(2 V_{AC,min}^2 - V_{DC,min}^2) \cdot f_{AC}}
+ C_{Bulk} \geq \frac{2 P_{in,max} \cdot (0,25 + 0,5 N_{HC} + \frac{1}{2\pi} \cdot \arcsin(\frac{U_{DC,min}}{\sqrt{2} \cdot U_{AC,min}}))}
+ {(2 U_{AC,min}^2 - U_{DC,min}^2) \cdot f_{AC}}
\label{eq:dim-Cbulk}
\end{equation}
-Durch Ausprobieren beziehungsweise Plotten kann mit der Formel auch $V_{DC,min}$ für eine gegebene Kapazität ermittelt werden.
+Durch Ausprobieren beziehungsweise Plotten kann mit der Formel auch $U_{DC,min}$ für eine gegebene Kapazität ermittelt werden.
%?Für $V_{AC,min}$ und $f_{LINE}$ entsprechen \SI{400}{\volt}/\SI{50}{\hertz} aus Tabelle \ref{tab:anforderungen}.
Aufgrund des Bestellstopps der Hochschule mussten die Bauteile bereits vor der exakten Auslegung der Schaltung bestellt werden.
-Deshalb werden verhältnismäßig kleine Kondensatoren mit $C_Bulk = \SI{6,8}{\micro\farad}$ verwendet.
+Deshalb werden verhältnismäßig kleine Kondensatoren mit $C_{Bulk} = \SI{6,8}{\micro\farad}$ verwendet.
Wird $N_{HC}$ vernachlässigt, so ist die gewählte Kapazität ausreichend um eine Mindestspannung von
-$V_{DC,min} = \SI{90}{\volt}$ zu gewährleisten.
+$U_{DC,min} = \SI{90}{\volt}$ zu gewährleisten.
Da der \ac{SST} fest installiert werden soll ist diese Vereinfachung möglich.
Es ist wichtig zu betonen, dass die Versorgungsspannung des Hilfsnetzteils mit steigender Last am \ac{SST} zusätzlich absinken wird.
Tests müssen zeigen ob ein stabiler Betrieb unter den entsprechenden Bedingungen möglich ist oder ob $C_{BULK}$ vergrößert werden muss.
-Wie in Abb. \ref{fig:V-Bulk} zu sehen ist kann in diesem niedrigen Bereich schon eine kleine Erhöhung der Kapazität eine Verbesserung bringen.
+Wie in Abb. \ref{fig:U-Bulk} zu sehen ist kann in diesem niedrigen Bereich schon eine kleine Erhöhung der Kapazität eine Verbesserung bringen.
\subsubsection{Problematik der hohen Betriebsspannung}\label{ssec:problematikDerHohenSpannung}
-Da die die Zwischenkreisspannung mit $V_{DC,max} = \SI{565}{\volt}$ oberhalb der maximalen Betriebsspannung
+Da die die Zwischenkreisspannung mit $U_{DC,max} = \SI{565}{\volt}$ oberhalb der maximalen Betriebsspannung
gängiger Elektrolyt-Kondensatoren liegt müssen weitere Schritte ergriffen werden.
Um die Spannungsanforderung zu erfüllen können zwei Kondensatoren in Reihe geschaltet werden.
Diese Anordnung hat allerdings eine Schwachstelle:
@@ -105,17 +109,17 @@ Hierdurch kommt es mindestens zu einer stark verkürzten Lebenszeit, im schlimms
Um diesem Fall entgegen zu wirken gibt es zwei Möglichkeiten.
Zum einen kann über einen Spannungsteiler die Spannung am mittleren Knoten eingestellt werden.
-Um ein sicheres Abfließen unausgeglichener Leckströme zu gewährleisten sollte durch den Spannungsteiler ein Mehrfaches des Leckstroms fließen.
+Um ein sicheres Abfließen unausgeglichener Leckströme zu gewährleisten sollte durch den Spannungsteiler ein Vielfaches der Toleranz des Leckstroms fließen.
Ebenfalls ist die Spannungsfestigkeit der Widerstände zu berücksichtigen.
Die andere Möglichkeit ist, die Spannungen der einzelnen Kondensatoren über Zenerdioden zu klemmen.
So kann sich zwischen den Kondensatoren zwar ein Ungleichgewicht aufbauen, dieses wird aber auf ein sicheres Niveau begrenzt.
Hierbei entstehen im Idealfall keine zusätzlichen Verluste, allerdings sind Zenerdioden kostenintensiver als Widerstände.
Die Toleranz der Zenerdioden ist zu beachten.
-An den gewählten $V_Z = \SI{180}{\volt}$ Zenerdioden entsteht im Worst-Case eine Verlustleistung von
+An den gewählten $U_Z = \SI{180}{\volt}$ Zenerdioden, von denen insgesamt vier in Reihe geschaltet werden, entsteht im Worst-Case eine Verlustleistung von
\begin{equation}
- P_{Z,max} = I_{Leak,max} \cdot V_Z = \SI{81,6}{\micro\ampere} \cdot \SI{180}{\volt} \approx \SI{15}{\milli\watt}
+ P_{Z,max} = I_{Leak,max} \cdot U_Z = \SI{81,6}{\micro\ampere} \cdot \SI{180}{\volt} \approx \SI{15}{\milli\watt}
\label{eq:verluste-zener}
\end{equation}
@@ -129,69 +133,69 @@ In diesem Abschnitt wird nach den Vorgaben im Datenblatt \cite{UCC28730} des gew
Zuerst wird hier der maximale Duty-Cycle $D_{MAX}$ berechnet.
Er wird durch den maximale Entmagnetisierungszyklus von $D_{MAGCC} = 0,432$
-und eine Halbwelle der Oszillation entsprechend \ref{ssec:grundlagen-qr} begrenzt.
+und eine Halbwelle der Oszillation entsprechend Abschnitt \ref{ssec:grundlagen-qr} begrenzt.
Für deren Abschätzung wird eine Frequenz von $\SI{500}{\kilo\hertz}$ empfohlen, was einer Periodendauer von $t_R = \SI{2}{\micro\second}$.
-Sie wird mit der maximalen Schaltfrequenz des Reglers von $f_{MAX} = \SI{83,3}{\kilo\hertz}$ normiert.
+Sie wird mit der maximalen Schaltfrequenz des Reglers von $f_{MAX} = \SI{83}{\kilo\hertz}$ normiert.
\begin{equation}
- D_{MAX} = 1 - D_{MAGCC} - (\frac{t_R}{2} \cdot f_{MAX}) = 0,485
+ D_{MAX} = 1 - D_{MAGCC} - (\frac{t_R}{2} \cdot f_{sw,max}) = 0,485
\label{eq:dim-Dmax}
\end{equation}
-Nun kann das Windungsverhältnis $N_{PS(ideal)}$ berechnet werden.
+Nun kann das Windungsverhältnis $N_{PS(ideal)}$ über das Spannungszeitflächengleichgewicht berechnet werden.
Für die Spannung der Sekundärwicklung wird die Summe aus
-$V_{out}$, der regulären Ausgangsspannung (output constant voltage) und
-$V_F$, der Vorwärtsspannung der Gleichrichterdiode.
+$U_{out}$, der regulären Ausgangsspannung und
+$U_F$, der Vorwärtsspannung der Gleichrichterdiode.
\begin{equation}
- N_{PS(ideal)} = \frac{D_{MAX} \cdot V_{DC,min}}{D_{MAGCC} \cdot ( V_{out} + V_F)}
- = §
+ N_{PS(ideal)} = \frac{D_{MAX} \cdot U_{DC,min}}{D_{MAGCC} \cdot ( U_{out} + U_F)}
+ = 6,5
\label{eq:NpsIdeal}
\end{equation}
Aufgrund der internen Reglerstruktur des \acp{IC} wird der Spitzenstrom $I_{PP}$ über den
Stommesswiderstand $R_{CS}$ bestimmt.
-Dieser begrenzt den Ausgangsstrom auf $I_{out,max}$.
-Er wird über das Windungsverhältnis auf der Primärseite sichtbar und mit $R_{CS}$ gemessen.
-Die abfallende Spannung wird intern mit $V_{CCR} = \SI{319}{\milli\volt}$ skaliert.
+Dieser begrenzt den Ausgangsstrom auf $I_{out,max}$,
+der über das Windungsverhältnis auf der Primärseite sichtbar und mit $R_{CS}$ gemessen wird.
+Die abfallende Spannung wird intern mit $U_{CCR} = \SI{319}{\milli\volt}$ skaliert.
Der Faktor $\eta_{XFMR}$ ist der Gesamtwirkungsgrad des Tranformators, es werden $0,85$ angenommen.
Um die Ausgangsleistung trotz schlechterem Wirkungsgrad oder anderen Toleranzen nicht zu stark zu begrenzen
sollte $I_{out,max}$ etwas größer gewählt werden als der erforderliche Ausgangsstrom.
-Hier sei $ I_{out,max} = \SI{600}{\milli\ampere}$
+Hier sei $ I_{out,max} = \SI{600}{\milli\ampere}$.
\begin{equation}
- R_{CS} = \frac{V_{CCR} \cdot N_{PS}}{2 \cdot I_{out,max}} \cdot \sqrt{\eta_{XFMR}}
- = §
+ R_{CS} = \frac{U_{CCR} \cdot N_{PS}}{2 \cdot I_{out,max}} \cdot \sqrt{\eta_{XFMR}}
+ = \SI{1,5}{\ohm}
\label{eq:r-cs}
\end{equation}
-Der maximale Spitzenstrom ergibt sich nun aus dem Schwellwert $V_{CST(max)} = \SI{740}{\milli\volt}$,
+Der maximale Spitzenstrom ergibt sich nun aus dem Schwellwert $U_{CST(max)} = \SI{740}{\milli\volt}$,
ab dem der Regler in die Strombegrenzung schaltet.
\begin{equation}
- I_{PP,max} = \frac{V_{CST(max)}}{R_{CS}} = §
+ I_{PP,max} = \frac{U_{CST(max)}}{R_{CS}} = \SI{0,494}{\ampere}
\label{eq:i-pp-max}
\end{equation}
Mit dem Spitzenstrom kann jetzt die Primärinduktivität $L_{Pri}$ festgelegt werden.
\begin{equation}
- L_{Pri} = \frac{2 \cdot (V_{out} + V_F) \cdot I_{out,max}}
- {I_{PP,max} \cdot f_{MAX} \cdot \eta_{XFMR}}
- = §
+ L_{Pri} = \frac{2 \cdot (U_{out} + U_F) \cdot I_{out,max}}
+ {I_{PP,max} \cdot f_{sw,max} \cdot \eta_{XFMR}}
+ = \SI{1,185}{\milli\henry}
\label{eq:l-pri}
\end{equation}
%Falsch Zur Spannungsregelung nutzt der UCC28730 die Hilfswicklung,
Die Hilfswicklung wird zur Spannungsversorgung des \acp{IC} genutzt.
Da sie gleichzeitig mit der Sekundärwicklung leitet kann hier das Wicklungs- mit dem Spannungsverhältnis berechnet werden.
-Als benötigte Spannung wird $V_{VDD(off)} = \SI{7,7}{\volt}$, die Ausschaltschwelle des Reglers angesetzt.
+Als benötigte Spannung wird $U_{VDD(off)} = \SI{7,7}{\volt}$, die Ausschaltschwelle des Reglers angesetzt.
Diese Spannung soll dann unterschritten werden, wenn in der Strombegrenzung die niedrigste erlaubte Ausgangsspannung auftritt.
-Bei einer Ausgangsspannung von $V_{out,min} = \SI{10}{\volt}$ soll der Regler ausschalten.
+Bei einer Ausgangsspannung von $U_{out,min} = \SI{10}{\volt}$ soll der Regler ausschalten.
\begin{equation}
- N_{AS} = \frac{V_{VDD(off)} + V_{FA}}{V_{out,min} + V_F} = \frac{\SI{7,7}{\volt} + \SI{0,5}{\volt}}{\SI{10}{\volt} + \SI{0,5}{\volt}} = 0,78
+ N_{AS} = \frac{U_{VDD(off)} + U_{FA}}{U_{out,min} + U_F} = \frac{\SI{7,7}{\volt} + \SI{0,5}{\volt}}{\SI{10}{\volt} + \SI{0,5}{\volt}} = 0,78
\label{eq:n-as}
\end{equation}
@@ -222,56 +226,57 @@ Grundlegend muss die Ungleichung (\ref{eq:Bmax}) erfüllt sein um sicherzustelle
\begin{equation}
N_{Pri} \ge \frac{L_{Pri} \cdot I_{PP,max}}{B_{max} \cdot A_e}
- \ge
+ \ge \frac{\SI{1,185}{\milli\henry} \cdot \SI{0,494}{\ampere}}{\SI{250}{\milli\tesla} \cdot \SI{64}{\milli\meter\squared}}
+ \ge 36,6
\label{eq:Bmax}
\end{equation}
-$A_e$ ist dabei von der Kerngröße abhängig, während $B_{max} \le \SI{300}{\milli\tesla}$ angenommen wird.
+$A_e$ ist dabei die Querschnittsfläche des Kerns, während $B_{max} \le \SI{300}{\milli\tesla}$ angenommen wird.
Die Windungen müssen dann im Windungsfenster des Kerns beziehungsweise des Wickelkörpers verlegt werden.
Hier zeigt sich die Komplexität der Auswahl:
-Ein größerer Kern bietet mehr Platz wir Windungen, durch seinen größeren Querschnitt $A_e$ senkt er aber die Anzahl der benötigten Windungen insgesamt.
+Ein größerer Kern bietet mehr Platz für Windungen, durch seinen größeren Querschnitt $A_e$ senkt er aber die Anzahl der benötigten Windungen insgesamt.
+
Zusätzlich wird die Suche nach einem guten Startpunkt dadurch erschwert, dass Tabellen und Programme von exakter, maschineller Fertigung ausgehen.
Die Wicklung von Hand benötigt mehr Platz, wodurch ein größeres Wicklungsfenster benötigt wird.
-So stellte sich der zuerst bestellte E16-Kern als viel zu klein heraus um die benötigten $\approx 105$ Windungen der Primärseite unterzubringen.
-Die Software Frenetic, auf die in \ref{zuFrenetic} genauer eingegangen wird, wurde ein RM8-Kern empfohlen.
-Dieser ist etwas größer als der E16-Kern, bietet aber durch seine runde Form eine bessere Ausgangsform für das Wickeln.
-Die Auswahl wurde auch dadurch begünstigt, dass RM8-Kerne im Labor auf Lager waren und nicht während des Bestellstopps beschafft werden mussten.
-Mit (\ref{eq:Bmax}) ergibt sich eine Mindestwicklungszahl von $N_{Pri,min} = 37$, erheblich weniger als mit dem kleineren E16-Kern.
+Ein E16-Kern beispielsweise benötigt $\approx 105$ Windungen um (eq:Bmax) zu entsprechen, bietet aber nicht genug Platz um diese auszuführen.
+Schlussendlich wurde ein RM8-Kern mit $A_e = \SI{64}{\milli\meter\squared}$ gewählt.
+Dieser ist größer als der E16-Kern und bietet durch seine Rundheit eine bessere Ausgangsform für das Wickeln.
+Mit (\ref{eq:Bmax}) ergibt sich eine Mindestwicklungszahl von $N_{Pri,min} = 37$,~erheblich weniger als mit dem kleineren E16-Kern.
-%\subsection{Material}
\subsubsection{Material und Luftspalt}
Ist die Form des Kerns ausgewählt, so kann ein Material gewählt werden.
Die verschiedenen Ferrite sind auf verschiedene Frequenzen ausgelegt, genauere Informationen bieten Tabellen und Datenblätter der Hersteller.
-In diesem Fall kommt das Ferrit 'N49' zum Einsatz, auch weil es im Verfügbar ist.
+In diesem Fall kommt das Ferrit 'N49' zum Einsatz, auch weil es im Labor verfügbar ist.
Im entsprechenden Datenblatt \cite{TDK-core} sind die $A_L$-Werte der verschiedenen Materialien zu finden.
Für manche Kerne sind vorgefertigte Luftspalte verfügbar, für sie ist ein gesonderter $A_L$-Wert angegeben.
Werksseitig eingefügte Luftspalte sind auf das mittlere Bein des Kerns begrenzt.
-Dadurch kommt es zu weniger Streuung des B-Feldes, da die umliegenden Wicklungen dieses zusätzlich dämpfen.
+Dadurch kommt es zu weniger Streuung des Magnetfeldes, da die umliegenden Wicklungen dieses zusätzlich dämpfen.
Da kein Kern mit Luftspalt vorhanden ist muss dieser in \ref{ssec:einstellenDerInduktivitaet} improvisiert werden.
-Zunächst muss daher aus den Angaben im Datenblatt ein $A_L$-Wert abgeschätzt werden, mit dem die benötigte Windungszahl berechnet werden kann.
+Zunächst muss dafür aus den Angaben im Datenblatt ein $A_L$-Wert abgeschätzt werden, mit dem die benötigte Windungszahl berechnet werden kann.
Bei einem Luftspalt von \SI{0,1}{\milli\meter} werden $A_L = \SI{400}{\nano\henry}$ angenommen.
Aus dem Erreichen der Primärinduktivität ergibt sich eine weitere Mindestwicklungszahl,
-wobei mehr Windungen über die Vergrößerung des Luftspalts und entsprechend eine Reduktion von $A_L$ ausgeglichen werden können.
+wobei mehr Windungen über die Vergrößerung des Luftspalts und entsprechend einer Reduktion von $A_L$ ausgeglichen werden können.
\begin{equation}
L = A_L \cdot N^2
\qquad
N_{Pri} \ge \sqrt{\frac{L_{Pri}}{A_L}}
- \ge
+ \ge 54,4
\label{eq:A-L-Wert}
\end{equation}
\section{Leistungsschalter}
-$U_{MOSFET,max} = U_{Clamp} + U_{Bulk}$
+$U_{MOSFET,max} = U_{Clamp} + U_{Bulk}$\\
+$U_{Reflektiert}$
\section{RCD-Clamp/Snubber}
Die maximale Spannung $U_{DS}$ des \acp{MOSFET} wurde auf \SI{950}{\volt} festgelegt.
Zur Sicherheit wird die maximale Spannung zusätzlich auf $\SI{85}{\percent} \cdot U_{DS} \approx \SI{805}{\volt}$ begrenzt.
-Nach Abzug von $V_{DC,max}$ bleibt für die Summe aus reflektierter Spannung $V_R$ und $V_{Spike}$ eine Differenz von $V_{Clamp} = \SI{240}{\volt}$.
+Nach Abzug von $U_{DC,max}$ bleibt für die Summe aus reflektierter Spannung $U_R$ und $U_{Spike}$ eine Differenz von $U_{Clamp} = \SI{240}{\volt}$.
Zur Berechnung wird das Skript \cite[S.83]{Ulrich-Master-Schaltungstechnik} herangezogen.
Der Spannungsripple $\Delta U_{Clamp}$ im Snubber soll $\SIrange{0,05}{0,1}{} \cdot U_{Clamp}$ betragen,
die Streuinduktivität wird mit $\SI{1}{\percent} \cdot L_{Pri}$ angenähert.
diff --git a/Einleitung.tex b/Einleitung.tex
index 3fb539304c692972e24b5b67a89c81a2ef36300d..790713e71c281a8b4674bca650b24a22055c65aa 100644
--- a/Einleitung.tex
+++ b/Einleitung.tex
@@ -10,11 +10,11 @@ Die Herausforderung ergibt sich dabei insbesondere aus der hohen Betriebsspannun
wenn der \ac{SST} zwischen zwei Außenleitern, also bei \SI{400}{\volt}/\SI{50}{\hertz}, betrieben wird.
Die hohe Spitzenspannung erfordert Anpassungen in der Schaltung, die für gewöhnlich nicht notwendig sind.
Gleichzeitig soll auch Kompatibilität mit den nordamerikanischen \SI{120}{\volt}/\SI{60}{\hertz} hergestellt werden.
-Für die gleiche Leistung muss hier entsprechend mehr Strom bereitgestellt werden.
+Bei gleicher Leistung muss hier entsprechend mehr Strom bereitgestellt werden.
Die Schaltung kann also nicht allein auf hohe Spannungen optimiert werden.
Bei der \ac{IFEC} 2023 ist der Wirkungsgrad eine der wichtigsten Bewertungskriterien,
-der Wirkungsgrad des Hilfsnetzteils soll entsprechend hoch ausfallen.
+er soll entsprechend hoch ausfallen.
Auf die genauen Anforderungen wird in Abschnitt \ref{sec:anforderungen} eingegangen.
\begin{figure}[hb]
@@ -31,10 +31,10 @@ Dabei bleibt die galvanische Trennung eines Transformators erhalten,
allerdings wird die Funktionalität durch den Einsatz von Leistungshalbleitern und einer Regelung erweitert:
Durch den Einsatz von Halbleitern kann die Arbeitsfrequenz erhöht und damit Baugröße stark reduziert werden,
-gleichzeitig kann so eine variable Ausgangsfrequenz beziehungsweise auch Ein- und Ausgabe von Gleichspannungen erreicht werden.
+gleichzeitig kann eine variable Ausgangsfrequenz beziehungsweise auch Einspeisung und Erzeugung von Gleichspannungen erreicht werden.
Ein praktisches Beispiel für das Potential von \acp{SST} ist ein von ABB entwickeltes System,
-das in einer Lok den schweren passiven Transformator eliminiert und Leistung vom Bahnnetz
+das in einer Lok den schweren passiven Transformator ersetzt und Leistung vom Bahnnetz
direkt auf die Motoren überträgt \cite[Abschnitt~6.1]{Solid-state_transformers:_An_overview}.
Hier übernimmt der \ac{SST} die Rolle eines Frequenzumrichters,
während er gleichzeitig die hohe Netzspannung heruntertransformiert und galvanisch trennt.
diff --git a/Grundlagen.tex b/Grundlagen.tex
index 647047bcb517db2a08176cb7b236c94d42469c30..a8d549fd550e34a1a769fbaa293c9346aef725e4 100644
--- a/Grundlagen.tex
+++ b/Grundlagen.tex
@@ -1,14 +1,14 @@
\chapter{Grundlagen}\label{chap:grundlagen}
-% Wie funktioniert ein Sperrwandler
\section{Anforderungen}\label{sec:anforderungen}
-Die Anforderungen in Tabelle \ref{tab:anforderungen} an die Schaltung sind aus dem Gesamtsystem des \ac{SST} abzuleiten.
+Die Anforderungen an die Schaltung werden aus dem Gesamtsystem des \ac{SST} abgeleitet.
+Sie sind in Tabelle \ref{tab:anforderungen} zusammengefasst.
Die Ausgangsspannung $U_{out} = \SI{15}{\volt}$ wird zur Ansteuerungen der \acsp{MOSFET}
-beziehungsweise für deren DC/DC-Wandlern benötigt wird.
+beziehungsweise für deren DC/DC-Wandler benötigt wird.
Die Ausgangsleistung $P_{out} = \SI{7,5}{\watt}$ entspricht dem rechnerischen Bedarf des \ac{SST} und ein kleinem Puffer.
-Der Eingangsspannungsbereich wird im Request for Proposals §cite§ vorgegeben.
-$V_{AC,min}$ entspricht einer optionalen Erweiterung der Standardanforderung.
-Der hohe geforderte Wirkungsgrad erwächst aus dem in §cite§ geforderten Gesamtwirkungsgrad von \SI{94}{\percent} bei \SI{300}{\watt}.
+Der Eingangsspannungsbereich wird im Request for Proposals \cite{requestForProposals} vorgegeben.
+$U_{AC,min}$ entspricht einer optionalen Erweiterung der Standardanforderung.
+Der hohe geforderte Wirkungsgrad erwächst aus dem in \cite{requestForProposals} geforderten Gesamtwirkungsgrad von \SI{94}{\percent} bei \SI{300}{\watt}.
Von den zur Verfügung stehenden \SI{18}{\watt} nimmt Hilfsspannungsversorgung mit bis zu \SI{9}{\watt} die Hälfte ein.
Eine galvanische Trennung wäre für den Betrieb den \ac{SST} nicht zwangsläufig nötig,
erleichtert aber das Schaltungsdesign und gibt zusätzliche Sicherheit in der Spannungsfestigkeit.
@@ -23,9 +23,9 @@ Im geplanten modularen Design ist sinnvoll, die Fläche auf die einer Halbbrück
\hline
Größe & Anforderung \\
\hhline{|=|=|}
- niedrigste Eingangspannung $V_{AC,min}$ & \SI{120}{\volt}/\SI{60}{\hertz} \\
+ niedrigste Eingangspannung $U_{AC,min}$ & \SI{120}{\volt}/\SI{60}{\hertz} \\
\hline
- maximale Eingangspannung $V_{AC,max}$ & \SI{400}{\volt}/\SI{50}{\hertz} \\
+ maximale Eingangspannung $U_{AC,max}$ & \SI{400}{\volt}/\SI{50}{\hertz} \\
\hline
Ausgangsleistung $P_{out}$ & \SI{7,5}{\watt} \\
\hline
@@ -53,10 +53,16 @@ Auf dem Markt gibt es wenige Produkte, die den weiten Spannungsbereich
bei der geforderten Leistung abdecken.
Der Anwendungsbereich solcher Netzteile ist schlicht sehr begrenzt.
In den meisten Fällen und Geräten ist der Nulleiter verfügbar, das Netzteil kann dann bei \SI{230}{\volt}/\SI{50}{\hertz} betrieben werden.
-Das begrenzt die benötigten Spannungsanforderungen und erlaubt die Verwendung von Komponenten mit integriertem Leistungsschalter.
-?§§§Auf den Anschluss zwischen zwei Außenleitern muss nur dort zurückgeriffen werden, wo kein Nullleiter verfügbar ist.
-Die Anwendung bei \SI{400}{\volt} für den \ac{SST} ist also nicht ungewöhnlich, da dieser langfristig auch direkt am Netz agieren soll.
-Eine typische Stelle um vergleichbare Netzteile zu finden sind Drehstromzähler am Hausanschluss.§§§?
+Das begrenzt die Spannungsanforderungen und erlaubt die Verwendung von Komponenten mit integriertem Leistungsschalter.
+
+%TODO Kann ich das jetzt so schreiben?
+%! Problemo
+\begin{quote}
+ Auf den Anschluss zwischen zwei Außenleitern muss nur dort zurückgeriffen werden, wo kein Nullleiter verfügbar ist.
+ Die Anwendung bei \SI{400}{\volt} für den \ac{SST} ist also nicht ungewöhnlich, da dieser langfristig auch direkt am Netz agieren soll.
+ Eine typische Stelle um vergleichbare Netzteile zu finden sind Drehstromzähler am Hausanschluss.
+\end{quote}
+\emph{Wo steht kein Nulleiter zur Verfügung?}
Das Modell {RAC15-15SK/480} der Firma RECOM erfüllt die geforderten Anforderungen weitgehend \cite{Recom-Supply}.
Im Bezug auf seine Leistung ist es mit \SI{15}{\watt} erheblich überdimensioniert, der Wirkungsgrad ist aber höher als hier gefordert.
@@ -104,29 +110,29 @@ Als Gleichrichter kommt typischerweise ein Vollbrückengleichrichter zum Einsatz
Gegenüber einem Ein-Dioden-Gleichrichter bietet er den Vorteil,
dass für die Ladung des Zwischenkreises die doppelte Anzahl an Halbwellen zu Verfügung steht.
So wird die Frequenz der Eingangswechselspannung verdoppelt und entsprechend die Periode des Auf- und Entladens von $C_{Bulk}$ halbiert.
-Ebenfalls ist die Spannungsbelastung reduziert, da nie mehr als die Zwischenkreisspannung, also $V_P$ geblockt werden muss.
+Ebenfalls ist die Spannungsbelastung reduziert, da nie mehr als die Zwischenkreisspannung, also $U_P$ geblockt werden muss.
Beim Ein-Dioden-Gleichrichter addiert sich die negative Halbwelle auf die Zwischenkreisspannung.
-Die einzelne Diode muss dann $V_{PP} = 2 V_P$ blocken, was wiederum eine Reihenschaltung aus zwei Dioden erfordern kann.
+Die einzelne Diode muss dann $U_{PP} = 2 V_P$ blocken, was wiederum eine Reihenschaltung aus zwei Dioden erfordern kann.
\begin{equation}
- V_P = \sqrt{2} \cdot V_{AC,max}
+ U_P = \sqrt{2} \cdot U_{AC,max}
\qquad
- V_{PP} = 2 \cdot \sqrt{2} \cdot V_{AC,max}
+ U_{PP} = 2 \cdot \sqrt{2} \cdot U_{AC,max}
\end{equation}
\subsection{Zwischenkreiskapazität}
Die Zwischenkreiskapazität $C_{Bulk}$ soll die gleichgerichtete Eingangsspannung so puffern,
dass der nachgelagerten Schaltung eine möglichst konstante Gleichspannung zur Verfügung steht.
-Hier kommen meist Elektrolytkondensatoren zum Einsatz.
+Dafür kommen meist Elektrolytkondensatoren zum Einsatz.
Sie bieten einen guten Kompromiss aus Preis, Spannungsfestigkeit, Kapazität und Bauteilgröße.
-Allerdings haben Elektrolytkondensatoren einen vergleichsweise großen Leckstrom $I_{Leak}$, der von Plattenfläche $A$, Plattenabstand $d$ und Betriebsspannung $V$ abhängig ist.
+Allerdings haben Elektrolytkondensatoren einen vergleichsweise großen Leckstrom $I_{Leak}$, der von Plattenfläche $A$, Plattenabstand $d$ und Betriebsspannung $U$ abhängig ist.
Seine Höhe wird von jedem Hersteller unterschiedlich angegeben.
Würth Elektronik gibt einen Maximalwert an \cite{Wuerth-Cap},
während beispielsweise TDK in \cite{TDK-Cap} die Formel (\ref{eq:tdk-cap-I-leak}) für das Maximum angibt.
\begin{equation}
- I_{Leak} = \SI{0,03}{\micro\ampere} \cdot (\frac{C_{Rated}}{\si{\micro\farad}} \cdot \frac{V_{Rated}}{V}) + \SI{15}{\micro\ampere}
+ I_{Leak} = \SI{0,03}{\micro\ampere} \cdot (\frac{C_{Rated}}{\si{\micro\farad}} \cdot \frac{U_{Rated}}{U}) + \SI{15}{\micro\ampere}
\label{eq:tdk-cap-I-leak}
\end{equation}
@@ -139,8 +145,7 @@ Eine genaue Bestimmung des Leckstroms im Vorhinein ist nicht durchzuführen, auc
die wiederum durch Rippelstrom, Spannungsbelastung und Temperatur beeinflusst wird.
-\subsection{Speichertransformator}
-Speichern/Ãœbertragen von Energie, Reflexion der Spannungen\\ %!
+\subsection{Speichertransformator}\label{ssec:grundlagen-trafo}
\subsubsection{Energieübertragung}
@@ -149,86 +154,65 @@ Dieses wird während der leitenden Phase auf von der Primärseite aufgeladen und
während der sperrenden Phase auf die Sekundärseite entladen.
In regulären Transformatoren ist Energiespeicherfähigkeit ungewünscht, diese sollen Energie direkt übertragen.
-Um also Energie in entsprechender Größe speichern zu können muss der Transformator modifiziert werden.
-%Es wird ein Luftspalt in den Kern eingebracht.
-%Im Folgenden wird die analogie des magnetischen zum elektrischen Stromkreis verwendet um die anschaulichere Begriffe verwenden zu können.
-%! Wir brauchen \Phi , deckung! nicht B
+Um Energie in entsprechender Größe speichern zu können muss der Transformator also modifiziert werden.
+
In einer Induktivität wirkt der Aufbau magnetischen Flusses $\Phi$ dem Stromfluss $I$ entgegen.
Dies geschieht bis zur Sättigung der Spule, wenn $B_{max}$ erreicht ist.
-Der magnetische Widerstand $R_m$ wirkt dem Aufbau des $B$-Feldes entgegen.
+Der magnetische Widerstand $R_m$ wirkt dem Aufbau des magnetischen Flusses entgegen.
Ein reiner Eisenkern resultiert über seine hohe relative Permeabilität $\mu_r$ (vgl. Leitwert) in einem geringen Widerstand $R_m$.
-Das $B$-Feld kann sich fast ungehindert aufbauen und dem Strom so stark entgegenwirken, die Induktivität ist hoch.
+Das $\Phi$ kann sich fast ungehindert aufbauen und dem Strom so stark entgegenwirken, die Induktivität ist hoch.
Allerdings kann die Spule kaum Energie speichern, der Sättigungsstrom $I_{sat}$ ist zu gering.
Um diesen zu erhöhen muss die Feldstärke $H$ betrachtet werden.
Diese ist proportional zum Spulenstrom $I$ und kann als magnetische Spannung $U_m$ betrachtet werden.
-Aufgrund des Zusammenhangs $\Phi=\frac{U_m}{R_m}$, der dem Ohmschen Gesetz entspricht, kann $I_{sat}$ über die magnetische Spannung erhöht werden.
-Um $\Phi$ konstant zu halten muss der Widerstand dafür ebenfalls erhöht werden.
+Aufgrund des Zusammenhangs $\Phi=\frac{U_m}{R_m}$, der mit dem Ohmschen Gesetz vergleichbar ist, kann $I_{sat}$ über die magnetische Spannung erhöht werden.
+Um $\Phi$ konstant zu halten muss dafür der Widerstand erhöht werden.
$\Phi$ ist an jeder Stelle des magnetischen Kreises konstant,
-entsprechend kann ein zweiter magnetischer Widerstand $R_{m,Luft}$ in Reihenschaltung in den Kern eingebracht werden.
+entsprechend kann ein zweiter magnetischer Widerstand in Reihenschaltung in den Kern eingebracht werden.
+
Dieser nimmt die Form eines Luftspalts an.
-Der so erhöhte magnetische Widerstand erlaubt also einen höheren Sättigungsstrom und damit eine verbesserte Energiespeicherfähigkeit.
+Der so erhöhte magnetische Widerstand $R_{m,Luft}$ erlaubt also einen höheren Sättigungsstrom und damit eine verbesserte Energiespeicherfähigkeit.
Allerdings wirkt $R_m$ auch dem Aufbau des Magnetfelds entgegen wodurch die Induktivität verringert wird.
Dieser Zusammenhang wird über den $A_L$-Wert angegeben.
Er bezeichnet für einen Kern mit bestimmten Luftspalt die Induktivität pro Windung und wird von Hersteller angegeben.
-%Wird der magnetische Widerstand $R_m$ des Kerns erhöht, so wird größere magnetische Spannung $U_m$ benötigt um den gleichen Fluss $\Phi$ zu erreichen.
-
-%! noch einiges Vergessen: Aus/Umschalten, Übertragen, Polarität
-
-
-
-%Grundlegend kann die magnetische Flussstärke $B$ wie der elektrische Strom $I$, die Feldstärke $H$ wie eine Spannung $U_m$ und der,
-
-%Analog vom Ohmschen Gesetz kann der
-
-
-%Der Luftspalt erhöht den magnetischen Widerstand und erlaubt das Erreichen einer größeren magnetischen Feldstärke bevor die Sättigung eintritt.
-
-
-%Wird im Kern ein Magnetfelds aufgebaut, so will dieses bei Unterbrechung des magnetisierung
-
-
-
-%?Die Energie wird über die Feldstärke gespeichert
-
\subsubsection{Übersetzungsverhältnis} % Polarität hier?
Damit der Transformator aber überhaupt ein Magnetfeld aufbauen kann muss verhindert werden,
dass während der Einschaltphase auf der Sekundärseite Strom fließt.
-Dementsprechend muss die Spannung, die auf der Sekundärseite induziert wird abgeblockt werden.
+Dementsprechend muss die Spannung, die auf der Sekundärseite induziert wird, abgeblockt werden.
Dies wird mit einer Gleichrichterdiode erreicht, die in Reihe mit der Sekundärwicklung geschaltet wird.
Bei einem Wicklungsverhältnis von $N_{PS}=1$ würde die Diode die gesamte Zwischenkreisspannung erfahren.
-Mit einem höheren Windungsverhältnis kann also die Spannungsbelastung auf der Sekundärseite gesenkt werden.
-So ist es möglich dort eine Schottkydiode mit verbesserten Schalteigenschaften zu nutzen.
-Während der Ausschaltphase fließt der Strom dann auf der Sekundärseite um den Kern ab zu magnetisieren.
-So wird wiederum eine Spannung auf der Primärseite induziert, man spricht von der reflektierten Spannung $V_R$.
-$V_R$ entspricht der Summe aus Ausgangsspannung und Vorwärtsspannung der Gleichrichterdiode,
+Mit einem höheren Windungsverhältnis kann die Spannungsbelastung auf der Sekundärseite gesenkt werden.
+So wird es möglich dort eine Schottkydiode mit verbesserten Schalteigenschaften zu nutzen.
+
+Während der Ausschaltphase fließt der Strom dann auf der Sekundärseite und magnetisiert den Kern ab.
+So wird wiederum eine Spannung auf der Primärseite induziert, man spricht von der reflektierten Spannung $U_R$.
+Sie entspricht der Summe aus Ausgangsspannung und Vorwärtsspannung der Gleichrichterdiode,
die wiederum mit Kehrwert des Windungsverhältnises auftritt und vom \ac{MOSFET} geblockt wird.
Ãœber eine Variation von $N_{PS}$ kann also die Verteilung der Spannungen eingestellt werden.
Die Gleichrichterdiode kann vom \ac{MOSFET} entlastet werden und andersrum.
\subsection{Snubberschaltung}
-Grund, relevanz ab Spannung X
\begin{figure}[h]
\begin{center}
\includegraphics[width=0.2\linewidth]{Bilder/NichtidealerTrafo.pdf}
- \caption{Nichtidealer Speichertransformator}
+ \caption{Ersatzschaltbild mit parasitären Größen}
\label{fig:Lleak}
\end{center}
\end{figure}
-Der Speichertransformator besitzt wie jedes magnetische Bauteil mit mehreren Wicklungen eine Streuinduktivität $L_{Leak}$
+Der Speichertransformator besitzt wie jedes magnetische Bauteil mit mehreren Wicklungen eine Streuinduktivität $L_{Leak}$.
Diese kann, wie in Abb. \ref{fig:Lleak}, in Reihe mit der primären Transformatorwicklung betrachtet werden.
-Sie beschreibt den Teil des Magnetfelds, das nicht mit der Sekundärwicklung koppelt und deshalb auch nicht von dieser abmagnetisiert werden kann.
+Sie beschreibt den Teil des Magnetfelds, der nicht mit der Sekundärwicklung koppelt und deshalb auch nicht von dieser abmagnetisiert werden kann.
Während sich $L_{Pri}$ über den idealen Transformator entladen kann entwickelt $L_{Leak}$
-im Ausschaltmoment eine Spannungsspitze $V_{Spike}$ um dem Abreißen des Stromflusses entgegen zu wirken.
-Wird $V_{Spike}$ nicht begrenzt, kann sie den \ac{MOSFET} zerstören.
+im Ausschaltmoment eine Spannungsspitze $U_{Spike}$ um dem Abreißen des Stromflusses entgegen zu wirken.
+Wird diese nicht begrenzt, kann sie den \ac{MOSFET} zerstören.
Eine erste Dämpfung geschieht durch die parasitäre Drain-Source-Kapazität des \acp{MOSFET}.
Dieser Schwingkreis resultiert is der ersten, schnellen Oszillation in Abb. \ref{fig:QR-Verlauf}.
-Ist die, in $L_{Leak}$ gespeicherte Energie allerdings zu groß kann $V_{Spike}$ trotzdem zu groß werden.
+Ist die, in $L_{Leak}$ gespeicherte Energie allerdings zu groß kann $U_{Spike}$ trotzdem zu groß werden.
In jedem Fall sollte aber die Oszillation gedämpft werden.
Dafür stehen verschiedene Snubberschaltungen zur Verfügung, in diesem Fall soll die RCD-Clamp betrachtet werden.
@@ -236,41 +220,68 @@ Sie besteht, der Bezeichnung entsprechend aus je einem parallelgeschalteten Wide
Die RCD-Clamp wird parallel zur Primärwicklung und damit zur Leckinduktivität geschaltet.
Die Klemmfunktion der RCD-Clamp resultiert aus dem Zusammenspiel von Kapazität und Widerstand.
-Der Strom der Streuinduktivität lädt $C_{Cl}$ auf, $V_{Spike}$ entspricht also $V_{Clamp}$.
+Der Strom der Streuinduktivität lädt $C_{Cl}$ auf, $U_{Spike}$ entspricht also $U_{Clamp}$.
$R_{Cl}$ bestimmt über die Zeitkonstante des RC-Glieds wie weit sich $C_{Cl}$ bis zum nächsten Schaltvorgang entlädt.
-Ist $V_{Spike}$ gering, so entlädt sich $C_{Cl}$ während über die Schaltperiode kaum, die Klemmung tritt dann nicht in Kraft.
+Ist $U_{Spike}$ gering, so entlädt sich $C_{Cl}$ über die Schaltperiode kaum, die Klemmung tritt dann nicht in Kraft.
Bei höheren Spannungen fällt die Spannung durch die Entladung über $R_{Cl}$ so weit, dass $C_{Cl}$ wieder Energie aufnehmen kann.
-%! Doch noch zu $U_{Clamp} + U_{Bulk}$
-
-\subsection{Quasi-Resonante Regelung}
-Stromregelung, Frequenz\\
-
-
+\subsection{Quasi-Resonante Regelung}\label{ssec:grundlagen-qr}
+In der Leistungselektronik ist es von großer Relevanz Schaltverluste zu minimieren.
+Eine Art Schaltverluste zu eliminieren ist das \acf{ZVS}, also das Schalten wenn keine Spannung am Transistor anliegt.
+Das kann mit der Quasi-Resonanten Regelung nur in wenigen Fällen erreicht werden.
+Eine Reduktion der Transistorspannung genügt allerdings schon um die Schaltverluste zu verringern.
Grundlegend kann der Spannungsverlauf am \ac{MOSFET} im \ac{DCM} in drei Phasen unterteilt werden:
\begin{enumerate}
\item Einschaltphase - Der \ac{MOSFET} leitet, es fällt keine Spannung ab, $L_{Pri}$ wird magnetisiert.
- \item Ausschaltphase - Der \ac{MOSFET} sperrt, die Sekundärseite leitet, $V_R$ addiert sich auf $V_{Bulk}$.
- \item nichtleitende Phase - Der Transformator ist entladen, \ac{MOSFET}spannung fällt auf $V_{Bulk}$ ab.
+ \item Ausschaltphase - Der \ac{MOSFET} sperrt, die Sekundärseite leitet, $U_R$ addiert sich auf $U_{Bulk}$.
+ \item passive Phase - Der Transformator ist entladen, \ac{MOSFET}-Spannung fällt auf $U_{Bulk}$ ab.
\end{enumerate}
-%Diese ideale Betrachtung wird in Abb. \ref{fig:DCM-idealerVerlauf} abgebildet
-Diese vereinfachte Betrachtung lässt die parasitären Eigenschaften von Transformator und \ac{MOSFET} außeracht.
-Der reale Verlauf der \ac{MOSFET}spannung ist in Abb. \ref{fig:QR-Verlauf} abgebildet.
-Zu sehen sind zwei Oszillationen.
-Eine Schnelle im Ausschaltmoment.
-Sie wird durch $L_{Leak}$ hervorgerufen, %hab ich das schonmal geschrieben?
-
-
-
-
-
+Fällt die \ac{MOSFET}-Spannung nach dem Entladen der Sekundärseite auf $U_{Bulk}$ zurück,
+so ist die Drain-Source-Kapazität $C_{DS}$ des \acp{MOSFET} noch mit $U_R$ geladen.
+$C_{DS}$ entlädt sich jetzt über die Primärinduktivität $L_{Pri}$ des Speichertransformators.
+So wird ein Schwingkreis gebildet, dessen Resonanz deutlich langsamer ist als die der ersten Oszillation mit $L_{Leak}$.
+Beide sind in Abb. \ref{fig:QR-Verlauf} zu sehen.
+Es ist zu erkennen, dass die Spannung nach der Entladung um $U_R = \SI{100}{\volt}$ auf $U_{Bulk} = \SI{150}{\volt}$ absinkt
+und mit entsprechender Amplitude oszilliert.
+\begin{figure}[h]
+ \begin{center}
+ \includegraphics[width=0.8\linewidth]{./Bilder/QR-Verlauf.png}
+ \label{fig:QR-Verlauf}
+ \caption{Realer Verlauf der \acs{MOSFET}-Spannung}
+ \end{center}
+\end{figure}
+Das Konzept der QR-Regelung beruht nun auf dem Ausnutzen dieser Schwingung.
+Durch das Schalten in deren Tiefpunkten kann die Schaltspannung um bis zu $U_R$ reduziert werden.
+Ist $U_{Bulk}$ klein oder $U_R$ groß genug, wird auch \ac{ZVS} möglich.
+Einfachere Schaltregler schalten immer im ersten Tiefpunkt und koppeln damit ihre Schaltfrequenz umgekehrt proportional an Eingangsspannung beziehungsweise Last.
+Fortgeschrittene Regler wie der hier verwendete 'UCC28730' besitzen die Funktion des 'Valley Skipping', können als Tiefpunke überspringen.
+So wird kann nicht nur die Amplitude des Stroms, sondern auch die Frequenz moduliert werden.
+Die Komplexität dieser Regelungsart wird zusätzlich dadurch erschwert,
+dass die Frequenz nur in den diskreten Schritten der Resonanzfrequenz variiert werden kann.
\subsection{Gleichrichterdiode und Glättung}
-Herabgesetzte Eingangsspannung, Frequenzgang von Kondensatoren
\ No newline at end of file
+Herabgesetzte Eingangsspannung, Frequenzgang von Kondensatoren
+
+Die einfache Sekundärseite ist einer der Vorteile des Sperrwanders.
+sie besteht neben der Transformatorwicklung lediglich aus einer Gleichrichterdiode und einem Glättungskondensator.
+
+Wie in \ref{ssec:grundlagen-trafo} beschrieben muss die Diode die, während der Einschaltphase induzierte Spannung blocken.
+Sie wird typischerweise durch das Windungsverhältnis $N_{PS}$ reduziert, wodurch eine Schottkydiode verwendet werden kann.
+Diese haben keinen Reverse-Recovery-Effekt und können deshalb erheblich schneller umschalten.
+Das ist hier notwendig um dem Abmagnetisierungsstrom schnell einen Pfad zu öffnen.
+Eine zu langsam schaltende Diode würde den Effekt einer vergrößerten Streuinduktivität annehmen
+und eine vergrößerte Spannungsspitze am \ac{MOSFET} mit entsprechende Verluste erzeugen.
+
+Der Glättungskondensator hat zwei Aufgaben:
+Zum einen reduziert er mit seiner Kapazität den Ausgangsrippel, der durch die Schaltperioden entstaht.
+Zum anderen soll er hochfrequente Störungen, die durch Schalten und Resonanzen entstehen, filtern.
+Für diese Fähigkeit ist die \ac{ESR} des Kondensators ausschlaggebend.
+Ist diese wie bei Elektrolytkondensatoren recht groß, liegt die Grenzfrequenz im Rahmen des Rippels.
+Durch einen parallelen Keramikkondensator kann eine verringerte \ac{ESR} bei gleichzeitig großer Kapazität erreicht werden.
\ No newline at end of file
diff --git a/Inbetriebnahme-Messungen.tex b/Inbetriebnahme-Messungen.tex
index bb735942ed31ba212aba9659b88855e0e19176af..2a306a57c93f4a2ca56de9051dbb875bb5f8949f 100644
--- a/Inbetriebnahme-Messungen.tex
+++ b/Inbetriebnahme-Messungen.tex
@@ -1,8 +1,8 @@
\chapter{Inbetriebnahme und Messungen}\label{chap:inbetriebnahme-messungen}
-Für die im Folgenden beschriebenen Arbeitschritte wurden mit den in \ref{tab:geraete} durchgeführt.
-Aufgrund der hohen Spannungen wurden sämtliche Messungen unter Aufsicht durchgeführt.
-Zusätzlich wurde ein Plexiglaskasten eingesetzt um Berührungsschutz herzustellen.
+Die im Folgenden beschriebenen Arbeitschritte werden mit den in \ref{tab:geraete} aufgeführten Geräten durchgeführt.
+Aufgrund der hohen Spannungen werden sämtliche Messungen unter Aufsicht durchgeführt.
+Zusätzlich wird ein Plexiglaskasten eingesetzt um Berührungsschutz herzustellen.
\begin{table}[h]
\begin{center}
@@ -41,85 +41,110 @@ Zusätzlich wurde ein Plexiglaskasten eingesetzt um Berührungsschutz herzustell
\end{table}
\section{Inbetriebnahme}\label{sec:inbetriebnahme}
-Die erste Inbetriebnahme wurde mit der DC-Versorgung durchgeführt, da diese eine feine Strombegrenzung zulässt.
+Die erste Inbetriebnahme wird mit der DC-Versorgung durchgeführt, da diese eine feine Strombegrenzung zulässt.
So können Fehler gegebenenfalls erkannt werden bevor Bauteile thermisch zerstört werden.
-Am Ausgang wurde eine geringe Last von $\SI{50}{\milli\ampere}$ angelegt.
+Am Ausgang wird eine geringe Last von $\SI{50}{\milli\ampere}$ angelegt.
In diesem Betriebspunkt ist die Leistungsaufnahme begrenzt und
die Funktionsfähigkeit der Regelung kann besser erfasst werden als im Leerlauf.
-Mit dem Oszilloskop wurde die Spannung der Hilfswicklung überwacht.
-Zusätzlich wurde über den differenziellen Tastkopf die Drain-Source-Spannung am MOSFET überwacht.
-Der Tastkopf wurde wegen seiner höheren Spannungsfestigkeit eingesetzt.
+Mit dem Oszilloskop wird die Spannung der Hilfswicklung überwacht.
+Zusätzlich wird über den differenziellen Tastkopf die Drain-Source-Spannung am MOSFET überwacht.
+Der differenzielle Tastkopf wird wegen seiner höheren Spannungsfestigkeit eingesetzt.
-Unter Strombegrenzung wurde die Betriebsspannung langsam erhöht.
-Dabei war ab $\approx\SI{30}{\volt}$ das in Abb. \ref{fig:Inb-VFault} gezeigte Verhalten sichtbar.
-Die Erklärung ergibt sich aus dem Kapitel Fault Protection des Datenblatts §cite Datenblatt§.
+Unter Strombegrenzung wird die Betriebsspannung langsam erhöht.
+Dabei wird ab $\approx\SI{30}{\volt}$ das in Abb. \ref{fig:Inb-VFault} gezeigte Verhalten sichtbar.
+Die Erklärung ergibt sich aus dem Kapitel Fault Protection des Datenblatts \cite[S.19]{UCC28730}.
Die Zwischenkreisspannung wird während der Einschaltphase mit den Widerstand RS101 gemessen.
Kann der Strom durch RS101 einen Schwellwert nicht überschreiten,
so liegt die Betriebsspannung unterhalb des definierten Betriebsbereiches.
-Bei weiterer Erhöhung der Spannung geht die Schaltung in ein ähnliches Verhalten über, siehe \ref{fig:Inb-IFault}.
-Die Betriebsspannung ist ausreichend, allerdings kann die Ausgangsspannung nicht innerhalb von drei Schaltzyklen erreicht werden.
-Dieses Verhalten ist ebenfalls in §cite Datenblatt mit Seite§ beschrieben und dient dem Kurzschlussschutz.
-
-Ab einem recht hohen Schwellwert von $\ge \SI{110}{\volt}$ ging die Schaltung in den Regelbetrieb über.
-Die Ausgangsspannung wurde auf einen Wert von $\approx\SI{8,5}{\volt}$ geregelt.
-Damit war die Grundfunktion der Schaltung gegeben.
-An dieser Stelle ist auch die Erklärung für die hohe Einschaltspannung ersichtlich:
-Nach mehreren Iterationen des Trafowickelns ist der verlötete Spannungsteiler aus RS101 und RS102 nichtmehr korrekt eingestellt.
+\begin{figure}[h]
+ \centering
+ \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Bilder/einmalFehler.png}
+ \caption{Reglerverhalten bei zu geringer Spannung}
+ \label{fig:Inb-VFault}
+\end{figure}
-Nach dem Umlöten der beiden Widerstände auf die in \ref{ssec:dim-Vsense} errechneten Werte
-konnte der Betreib bei entsprechend niedrigerer Spannung aufgenommen werden,
-die Ausgangsspannung beträgt $\SI{15}{\volt}$.
+Ab einem Schwellwert von $\ge \SI{100}{\volt}$ geht die Schaltung in den Regelbetrieb über.
+Die Ausgangsspannung wird auf $\approx\SIrange{14,8}{15}{\volt}$ geregelt.
+Damit ist die Grundfunktion der Schaltung gegeben.
-Der Wirkungsgrad wurde zunächst auf unter $\SI{70}{\percent}$ geschätzt.
-Allerdings standen dafür nur die Angaben auf Netzteil und Last zur Verfügung, die zusätzlich durch lange Leitungen verzerrt wurden.
-Deshalb wurde anschließend eine genauere Messreihe durchgeführt.
\section{Wirkungsgrad}\label{sec:inb-wirkungsgrad}
+Um sowohl Spannung als auch Last sicher erhöhen zu können wird währenddessen der Wirkungsgrad erfasst.
+
Die Messung des Wirkungsgrades erfolgt mit vier Multimetern, die jeweils Spannung und Strom an Eingang und Ausgang erfassen.
Dabei ist die Position der Amperemeter unerheblich,
die Voltmeter müssen allerdings so nah wie möglich am Anschluss der Schaltung erfolgen um
-Abweichungen durch Leiterwiderstände vernachlässigen zu können.
+Abweichungen durch Leiter- und Übergangswiderstände vernachlässigen zu können.
-Die Messreihen wurden in \SI{50}{\volt} Schritten über den gesamten Lastbereich hinweg durchgeführt.
+Die Messreihen werden in \SI{50}{\volt} Schritten über den gesamten Lastbereich durchgeführt.
Sämtliche Messergebnisse sind in Anhang \ref{ap:wirkungsgrad-tabelle} zu finden,
Abb. \ref{fig:wirkungsgrad} zeigt den Verlauf in den wichtigsten Arbeitspunkten.
-Dabei wurde sowohl der Wirkungsgrad als $\eta = \frac{P_{out}}{P_{in}}$ ermittelt,
+
+Dabei wird sowohl der Wirkungsgrad als $\eta = \frac{P_{out}}{P_{in}}$ ermittelt,
als auch die Differenz $\Delta P = P_{in} - P_{out}$.
-Die Differenz ist für ein sicheres Inbetriebnehmen ein guter Indikator für aufkommende Fehlfunktionen.
+Die Differenz ist ein guter Indikator für aufkommende Fehlfunktionen.
Denn $\Delta P$ beschreibt die Leistung, die als Verlust beziehungsweise Hitze in der Schaltung verbleibt.
Steigt diese unerwartet auf ein zu hohes Niveau kann schnell eingegriffen werden.
-Dieser Fall trat während der gesamten Arbeiten nicht auf.
\section{Spannungsripple}
+\emph{
+ Ripple gering, einziger Ausschlag durch Schalten, ggf. EMI, aber unter/bei 1\%
+}
+
+\begin{figure}[h]
+ \begin{center}
+ \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Bilder/Ripple.png}
+ \caption{Spannungsripple bei \SI{6}{\watt} Last}
+ \label{fig:inb-ripple}
+ \end{center}
+\end{figure}
+
+
\section{Betrieb an Wechselstrom}\label{sec:inb-wechselstrom}
-Da der Trennstelltrafo keine integrierte Strombegrenzung besitzt
+Da der Trennstelltransformator keine integrierte Strombegrenzung besitzt
muss der Spitzenwert von $\SI{325}{\volt}$ zuerst mit der DC-Versorgung angefahren werden.
-Zur Messung an Wechselspannung kam ein Leistungsmessgerät zum Einsatz, dass zusätzlich zu Effektivspannung und
+
+Zur Messung an Wechselspannung kommt ein Leistungsmessgerät zum Einsatz, dass zusätzlich zu Effektivspannung und
-Strom auch den Leistungsfaktor $\lambda$ und die Wirkleistung erfassen kann.
Wie in \ref{sec:dim-acdc} erwartet fällt $\lambda$ mit $\approx 0,5$ sehr schlecht aus.
Die Begründung liegt in der pulsartigen Aufladung der Zwischenkreiskapazität,
die nur während der Spitzen der Versorgungsspannung erfolgt.
-Der Trennstelltrafo dient hier zusätzlich als Filter um andere, im Labor angeschlossene, Geräte nicht zu stören.
+Die Stromspitzen sind in Abb. \ref{fig:inb-wechselStrom} zu sehen.
+
+\begin{figure}[h]
+ \begin{center}
+ \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Bilder/wechselStrom.png}
+ \caption{Eingangsstrom und $U_{Bulk}$ bei \SI{230}{\volt}/\SI{50}{\hertz}}
+ \label{fig:inb-wechselStrom}
+ \end{center}
+\end{figure}
+
+Da C117 während der Messungen nicht verbaut ist treten bei dieser Messung durch das Schalten des \acp{MOSFET} hochfrequente Störungen auf.
+Sie werden für die Aufnahme per Durchschnittsbildung herausgefiltert.
+Der Trennstelltransformator dient hier zusätzlich als Filter um andere, im Labor angeschlossene, Geräte nicht zu stören.
+
+Wird nur die Wirkleistung betrachtet, so erreicht der Wandler bei \SI{7}{\watt} einen Wirkungsgrad von \SI{87}{\percent}.
\section{Spannungen über \SI{325}{\volt}}\label{sec:inb-hohe-spannung}
Da im Labor kein Trennstelltransformator für Dreiphasenwechselstrom vorhanden ist
-konnten diese Spannungen nur mit der DC-Versorgung getestet werden.
-Die Versorgungsspannung wurde wieder in $\SI{50}{\volt}$ Schritten erhöht und die Verlustleistung in verschiedenen Arbeitspunken erfasst.
+können diese Spannungen sicher nur mit der DC-Versorgung getestet werden.
+Die schrittweise Erhöhung der Versorgungsspannung zeigt eine Verringerung des Wirkungsgrades.
+Die Verlustleistung bleibt aber unter \SI{2}{\watt}, einer Schwelle ab der der gewählte \ac{MOSFET} eine kritische Temperatur erreichen würde.
Es ist zu erwarten, dass der erzielte Wirkungsgrad von maximal \SI{80,5}{\percent} im realen Betrieb nicht erreicht werden kann,
da die schwankende Zwischenkreispannung und die entsprechenden höheren Spitzenströme den Wirkungsgrad drücken werden.
\subsection{Zwischenkondenatorspannung}
-Das, in \ref{ssec:problematikDerHohenSpannung} erwähnte, Spannungsungleichgewicht zwischen den Zwischenkreiskondensatoren $U_{Bulk'}$ wird jetzt relevant.
-Sobald die Versorgungsspannung \SI{400}{\volt} überschreitet kann ein Kondensator überlastet werden.
-Die Klemmung der Kondensatorspannungen wurden auf \SI{360}{\volt} festgelegt um das zu verhindern.
+Das, in \ref{ssec:problematikDerHohenSpannung} erwähnte, Spannungsungleichgewicht zwischen den Zwischenkreiskondensatoren $U_{ZK}$ wird jetzt relevant.
+Sobald die Zwischenkreispannung \SI{400}{\volt} überschreitet kann ein Kondensator überlastet werden.
+Die Klemmung der Kondensatorspannungen wurde auf \SI{360}{\volt} festgelegt um das zu verhindern.
Die Funktion der Zenerdioden kann aber erst dann erkannt werden, wenn diese Spannung an einem Kondensator überschritten wird.
-Die Messung von $U_{Bulk'}$ muss deshalb eng überwacht und sofort unterbrochen werden, falls eine Fehlfunktion der Klemmung erkannt wird.
+Die Messung von $U_{ZK}$ muss deshalb eng überwacht und sofort unterbrochen werden, falls eine Fehlfunktion der Klemmung erkannt wird.
-Zusätzlich zur Gefahr der Zerstörung der Bauteile unterliegt die Überwachung von $U_{Bulk'}$ einer massiven Einschränkung:
+Zusätzlich zur Gefahr der Zerstörung der Bauteile unterliegt die Überwachung von $U_{ZK}$ einer massiven Einschränkung:
Der maximale Leckstrom der Elektrolytkondensatoren wurde vom Hersteller mit $I_{LEAK,max} = \SI{81,6}{\micro\ampere}$ angegeben\cite{Wuerth-Cap}.
Bei einer Spannung von $U_{Clamp} = \SI{360}{\volt}$ ergibt sich ein sehr hoher parasitärer Innenwiderstand des Kondensators.
@@ -130,7 +155,7 @@ Bei einer Spannung von $U_{Clamp} = \SI{360}{\volt}$ ergibt sich ein sehr hoher
$R_{Innen}$ ist so groß, dass die Parallelschaltung eines einfachen Voltmeters zu einer massiven Verzerrung des auftretenden Stroms führen würde.
Mit \SI{10}{\mega\ohm} ist der Innenwiderstand des Metraline Multimeters nur um Faktor $2$ größer, so senkt es den resultieren Widerstand um \SI{25}{\percent}.
-Um eine annähernd realitätsnahe Messung durchzuführen wurde ein Hochspannungstastkopf eingesetzt, der einen Innenwiderstand von \SI{40}{\mega\ohm} aufweist.
+Um eine annähernd realitätsnahe Messung durchzuführen wird ein Hochspannungstastkopf eingesetzt, der einen Innenwiderstand von \SI{40}{\mega\ohm} aufweist.
Somit kann der Einfluss auf die Schaltung auf den Faktor $10$ begrenzt werden.
Allerdings ist der Einfluss immernoch signifikant, der resultierende Strom liegt $\frac{1}{8} I_{LEAK,max}$ weit oberhalb der zu erwartenden Toleranz.
@@ -141,13 +166,13 @@ Allerdings ist der Einfluss immernoch signifikant, der resultierende Strom liegt
Dies wird auch in der Messung sichtbar.
Während sich die Kondensatoren bei niedrigeren Spannungen langsam umladen bleibt die Differenz der Spannungen ab einem gewissen Punkt gleich.
Die Zenerdioden begrenzen sie auf \SI{360}{\volt}, die Schutzschaltung erfüllt ihren Zweck.
-Das zeigt Abb. \ref{fig:Vbulk-balance} zeigt $U_{Bulk}$ in grün und $U_{Bulk'}$ \SI{360}{\volt} tiefer in blau.
+Das zeigt Abb. \ref{fig:Vbulk-balance}: $U_{Bulk}$ in grün und $U_{ZK}$ \SI{360}{\volt} tiefer in blau.
\begin{figure}[h]
\begin{center}
\includegraphics[width=0.8\linewidth]{./Bilder/Vbulk-balance.png}
- \label{fig:Vbulk-balance}
\caption{Messung des Spannungsungleichgewichts}
+ \label{fig:Vbulk-balance}
\end{center}
\end{figure}
@@ -161,28 +186,36 @@ und die Spannungsbelastung eines Kondensators erheblich größer.
Dadurch wird die Lebensdauer asymmetrisch verkürzt, ein Kondensator wird früher ausfallend als nötig.
Eine niedrigere Klemmspannung von zum Beispiel \SI{300}{\volt} kann diesen Effekt verringern.
Zum anderen konnte gezeigt werden, dass ein paralleler Widerstand von \SI{40}{\mega\ohm} ausreicht um
-die Toleranzen der Kondensatoren zu §übersteuern§.
+die Toleranzen der Kondensatoren zu übersteuern.
Diese Alternative sollte in einer weiteren Iteration erneut betrachtet werden.
\subsection{Wirksamkeit der Snubberschaltung}
-Abb. \ref{fig:Vmax-oszi} wurde im Betrieb mit $U_{Bulk} = \SI{565}{\volt}$ aufgenommen.
-Dazu kamen der differenzielle Tastkopf und das Oszilloskop von Agilent zum Einsatz,
+Abb. \ref{fig:Vmax-oszi} zeigt den Betrieb bei $U_{Bulk} = \SI{565}{\volt}$.
+Für diese Messung kommen der differenzielle Tastkopf und das Oszilloskop von Agilent zum Einsatz,
da dieser Tastkopf Messungen bis \SI{1000}{\volt} erlaubt.
\begin{figure}[h]
\begin{center}
\includegraphics[width=0.8\linewidth]{./Bilder/scope_0agil1.png}
- \label{fig:Vmax-oszi}
\caption{\acs{MOSFET}-Spannung bei maximaler Zwischenkreisspannung}
+ \label{fig:Vmax-oszi}
\end{center}
\end{figure}
Es ist zu erkennen, dass die schnelle Oszillation nach dem Ausschalten des \acp{MOSFET}
eine Amplitude von \SI{100}{\volt} nicht überschreitet.
-Da die RCD-Clamp auf \SI{240}{\volt} ausgelegt wurde ist anzunehmen,
-dass diese hier nicht in Effekt tritt.
-Eher ist das geringe Überschwingen auf eine niedrige Streuinduktivität des Transformators zurückzuführen.
+Da die RCD-Clamp auf \SI{240}{\volt} ausgelegt wurde und $U_R$ bei $\SI{100}{\volt}$ liegt ist anzunehmen,
+dass diese hier nicht oder nur begrenzt in Effekt tritt.
+Das könnte auf eine niedrige Streuinduktivität des Speichertransformators hindeuten,
+kann aber auch durch eine große Kapazität des \acp{MOSFET} begründet werden.
+
+An der zweiten, langsamen Oszillation ist in Abb. \ref{fig:Vmax-oszi} zusätzlich zu sehen, dass die quasi-resonante Regelung
+die Schaltspannung um etwas weniger als \SI{50}{\volt} senken kann.
+Die QR-Regelung fällt bei höheren Spannungen immer weniger ins Gewicht, da die Amplitude $U_R$ der Resonanz konstant bleibt.
+
+\section{Verteilung der Verluste}
-An der zweiten, langsamen Oszillation ist zusätzlich zu sehen, dass die quasi-resonante Regelung
-die Schaltspannung um etwas weniger als \SI{50}{\volt} senken kann, was bei höheren Spannungen immer weniger ins Gewicht fällt.
\ No newline at end of file
+\emph{
+ grobes Wärmebild (Messung nach Ausschalten), MOSFET \textgreater\ Elko \textgreater\ Trafo\ \textgreater Snubber
+}
\ No newline at end of file
diff --git a/Literatur.bib b/Literatur.bib
index cd202b5975d6b04030a5de9514bdec5ee50fca43..f75b1e1742089a35042b178c11c8f4f3275a8a1c 100644
--- a/Literatur.bib
+++ b/Literatur.bib
@@ -90,19 +90,27 @@ year = {2021}
note = {Abgerufen: 10.02.2023}
}
+@online{TDK-core,
+ author = {TDK Electronics AG},
+ title = {{Datasheet RM 8, RM 8 LP Core and accessories Series/Type: B65811, B65812}},
+ year = 2022,
+ howpublished = {\url{https://product.tdk.com/system/files/dam/doc/product/ferrite/ferrite/ferrite-acc/data_sheet/80/db/fer/rm_8.pdf}},
+ urldate = {10.02.2023},
+ note = {Abgerufen: 10.02.2023}
+}
-@misc{Rub1,
- author = {Rubino, Daniel},
- editor = {{Windows Phone Central}},
- title = {IE9 for Windows Phone 7: Adobe Flash, demos and development},
- url = {http://www.wpcentral.com/ie9-windows-phone-7-adobe-flash-demos-and-development-videos},
- lastchecked = {14.01.2013},
- originalyear = {18.02.2011}
+@online{EVM-552-UCC28730,
+ author = {Texas Instruments Incorporated},
+ title = {{User's Guide SLUUB75 - Using the UCC28730EVM-552 10-W Adaptor Module With PSR and Wake-Up Monitor}},
+ year = 2015,
+ howpublished = {\url{https://www.ti.com/lit/ug/sluub75/sluub75.pdf}},
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}
-@misc{WinNT,
- title = {{MS Windows NT} Kernel Description},
- author = {none},
- howpublished = {\url{http://web.archive.org/web/20080207010024/http://www.808multimedia.com/winnt/kernel.htm}},
- note = {Accessed: 2010-09-30}
+@book{Ulrich-Master-Schaltungstechnik,
+ author = {Prof. Dr.-Ing. Burkhard Ulrich},
+ publisher = {Hochschule Reutlingen},
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+ year = {2022}
}
\ No newline at end of file
diff --git a/Realisierung.tex b/Realisierung.tex
index 3a8417789e95a44d2ead4bece6ffa533e0a314b9..d4ebb66bc8d3afe2d6b393661b98ed4d98efded6 100644
--- a/Realisierung.tex
+++ b/Realisierung.tex
@@ -20,12 +20,52 @@ nichtmehr möglich wodurch es Abweichungen zwischen Kapitel \ref{chap:dimensioni
Die Angaben in \ref{chap:dimensionierung} entsprechen in diesem Fall den korrekten Werten.
Der Aufbau und die Inbetriebnahme werden mit den im Schaltplan abgebildeten Bauteilen durchgeführt.
-Anmerkungen zum Schaltplan, der in In Anhang unter \ref{ap:Schaltplan} zu finden ist.
+\emph{Anmerkungen zum Schaltplan, der in In Anhang unter \ref{ap:schaltplan} zu finden ist.}
+
+\begin{itemize}
+ \item C-Bulk-Ceramic(C117) reduziert ESR, verkürtzt Masche
+ \item Snubber mehrere Widerstände wegen Hitze, Spannung + C NP0 wegen Spannung
+ \item Tiefpass nach EVM \cite{EVM-552-UCC28730}
+\end{itemize}
+
+
+
\section{Layout}
+\begin{itemize}
+ \item kleine Masche C117 hinten
+ \item Isolationsabstände
+ \item Orientierung an Application Notes/Datenblättern
+ \item
+\end{itemize}
+
+
+
+Für das Layout werden nach Möglichkeit große 'Hand Soldering' Footprints verwendet um den späteren Aufbau zu vereinfachen.
+Das bedeutet insbesondere bei den Dioden einen großen Platzbedarf.
+Die Größe der Platine spielt aber für den ersten Aufbau eine untergeordnete Rolle.
+Relevanter sind sowohl Funktion als auch Mess- und Korrigierbarkeit.
+Deshalb werden viele Testpunkte und alle DNF-Komponenten im Layout vorgesehen.
+So könnte während der Inbetriebnahme die Ansteuerung des Gates einfach angepasst werden.
+Messungen können durch die Testpunkte einfacher und sicherer durchgeführt werden,
+als wenn die Testspitzen direkten Kontakt mit der Platine haben müssten.
+Ein kompaktes Design steht Flexibilität diametral gegenüber, kann aber bei, sobald die Funktion sichergestellt ist optimiert werden.
+
+Isolationsabstände sind in IPC 2221 vorgegeben und nicht so pragmatisch zu handhaben wie zusätzlihe Testpunkte oder größere Footprints.
+IPC 2221 gibt Mindestabstände für Leiterbahnen vor, die von
+
+
+
+Beim ersten Layout stehen die Funktion und die Fehlersuche im Fordergrund, daher werden alle optionalen Bauteile vorgesehen.
+Auch werden viele Testpunkte vorgesehen um Messungen durchführen zu können.
\section{Aufbau}%/Löten
+\begin{itemize}
+ \item Platine von Aisler
+ \item ESD-Schutz
+ \item Vorgehen nach Komplexität \& Größe
+\end{itemize}
\section{Speichertransformator}\label{sec:impl-trafo}
@@ -52,7 +92,7 @@ Die Höhe von $J$ ist ein Kompromiss aus Baugröße, Leiterverlusten, Verlusten
d_{Sek} = \sqrt{4\frac{A_{Sek}}{\pi}} = \SI{0,583}{\milli\meter}
\end{equation}
-Fällt der Querschnitt, wie bei der Sekundärwicklung, recht groß aus,
+Fällt der Durchmesser, wie bei der Sekundärwicklung, recht groß aus,
so kann auch über die Parallelschaltung mehrerer Wicklungen nachgedacht werden.
\begin{equation}
@@ -67,12 +107,12 @@ der in der Werkstatt verfügbar ist.
Um die Sekundärseite sicher von der Primärseite zu isolieren kann Isolationsband eingesetzt werden.
Gerade bei handgewickelten Prototypen eignet sich aber \ac{TIW}.
-Dieser hat den Vorteil, dass Unachtsamkeiten beim Wickeln,
+Es hat den Vorteil, dass Unachtsamkeiten beim Wickeln,
aber auch die Nähe zum als leitfähig angenommenen Kern die Isolation nicht gefährden.
In der Werkstatt sind \acp{TIW} lediglich mit Leiterdurchmesser $\SI{0,2}{\milli\meter}$ und $\SI{0,25}{\milli\meter}$ vorhanden.
-Es ist anzumerken, dass der Außendurchmesser der \acp{TIW} bei diesem Durchmesser dem Doppelten des Leiterdurchmessers entspricht.
Versucht man die Sekundärseite mit diesen Drähten auszuführen, so ergibt sich mit (\ref{eq:d-sek-multi}),
dass $n=5$ parallele Windungen nötig wären um $J \approx \SI{5}{\frac{\ampere}{\milli\meter\squared}}$ herzustellen.
+Es ist anzumerken, dass der Außendurchmesser der \acp{TIW} bei diesem Durchmesser dem Doppelten des Leiterdurchmessers entspricht.
Deshalb wurde nicht die Sekundärseite, sondern die Primärseite, also Primär- und Hilfswicklung, mit \ac{TIW} ausgeführt.
Das hat Konsequenzen für die Isolationsabstände zwischen Kern und Bauteilen, da der Kern jetzt zur Sekundärseite gezählt werden muss.
Für diese Arbeit soll die Isolation aber ausreichend sein.
@@ -87,13 +127,13 @@ Während der Einweisung gab der Werkstattmeister Herr Rall den wertvollen Tipp:
Entsprechend wurde während des Wickelns der innenliegenden Primärwicklung die Windungszahl so lange erhöht,
bis der Draht sauber auf den entsprechenden Pin gelegt werden konnte.
-Aufgrund der Dicke des Wickeldrahtes konnte die Mindestwicklungszahl von §höhereMindestWindungszahl§ nicht in der zweiten Lage erreicht werden.
+Aufgrund der Dicke des Wickeldrahtes konnte die Mindestwicklungszahl von $N_{Pri} \ge 55$ nicht in der zweiten Lage erreicht werden.
Deshalb wurden eine dritte und eine vierte Lage ausgeführt, die die Wicklungszahl schlussendlich auf $N_{Pri} = 74$ erhöhten.
Die Sekundär- und Hilfswindungszahlen wurden entsprechend den Verhältnissen angepasst.
Eine Auflistung der Windungszahlen und verwendeten Drähte ist in Tabelle \ref{tab:trafo-wicklungen} zu finden.
Zum Wickeln kam die Wickelmaschine der Elektrowerkstatt zum Einsatz.
-Diese ist mit einem Umdrehungszähler ausgestattet, dass sich während der Bedienung
+Diese ist mit einem Umdrehungszähler ausgestattet, so dass sich während der Bedienung
aus das saubere Führen der Drähte konzentirert werden kann.
\subsection{Einstellen der Induktivität}\label{ssec:einstellenDerInduktivitaet}
@@ -102,13 +142,16 @@ Sobald die Primärwicklung erfolgt ist kann mit einem LCR-Meter die Primärinduk
Dies erfolgt über die Vergrößerung des Luftspaltes, was zu einer Verringerung der Induktivität führt.
Die, jetzt überdimensionerte, Primärwicklungszahl resultiert über den quadratischen Zusammenhang aus
Gleichung (\ref{eq:A-L-Wert}) in einer stark erhöhten Induktivität.
-Deshalb muss der Luftspalt deutlich vergrößert werden um diese auf den gewünschten Wert von §LPri§ einzustellen.
+Deshalb muss der Luftspalt deutlich vergrößert werden um diese auf den gewünschten Wert von $L_{Pri} = \SI{1,185}{\milli\henry}$ einzustellen.
Das erfolgt durch das Einfügen spezieller Abstandsfolien oder durch Papierblätter, die ungefähr $\SI{0,1}{\milli\meter}$ dick sind.
So werden die Kernhälften auseinander gehalten.
-Der so entstehende Luftspalt bildet sich aber nicht nur unter den zentralen Bein, sondern tritt an allen Beinen, also drei Mal auf.
+Der so entstehende Luftspalt bildet sich aber nicht nur unter den zentralen Bein, sondern auf der gesamten Breite.
+Die beiden äußeren Beine haben jeweils $\frac{1}{2}A_e$.
+Insgesamt entstehen also nur zwei Luftspalte, obwohl drei sichtbar sind.
+
In diesem Fall konnte die Induktivität mit zwei Blättern auf jeder Seite und anschließendes zusammenpressen mit den Halteklammern des Kerns
auf $L_{Pri} = \SI{1,22}{\milli\henry}$ eingestellt werden, was einer Abweichung um $\SI{3}{\percent}$ entspricht.
-Der Luftspalt ist mit $\approx \SI{0,6}{\milli\meter}$ allerdings erheblich größer als es für die Funktion nötig wäre.
+Der Luftspalt ist mit $\approx \SI{0,4}{\milli\meter}$ allerdings erheblich größer als es für die Funktion nötig wäre.
Das kann zu verschiedenen negativen Effekten, wie dem Streuen des Magnetfelds in Schaltung und Umgebung
oder erhöhten Kernverlusten führen.
In einer weiteren Iteration könnte versucht werden die dritte und vierte Lage der Primärwicklung zu eliminieren.
@@ -146,7 +189,7 @@ Die Kosten hängen neben der Größe auch maßgeblich vom Finish der Löt-Oberfl
bietet der Hersteller Eurocircuits ab einem Stückpreis von 1,37\texteuro\ an.
-\begin{table}[h]
+\begin{table}[ht]
\centering
\begin{tabular}{|l|l r|c|c|c|}
\hline
diff --git a/VbulkPlot.tex b/VbulkPlot.tex
deleted file mode 100644
index 76c5eed3594c26fadc93dcfd315832a3d0aec8ad..0000000000000000000000000000000000000000
--- a/VbulkPlot.tex
+++ /dev/null
@@ -1,32 +0,0 @@
-\begin{tikzpicture}
- \begin{axis}
- [
- xlabel={$Zeit / \si{\second}$},
- ylabel={$Spannung / \si{\volt}$},
- xmin=0,
- xmax=0.02,
- ymin=0,
- ymax=380,
- ]
-
- \addplot[green]table {Bilder/VinPlot.txt};
- \addplot[red, thick]table {Bilder/VbulkPlot.txt};
-
- \draw[dashed]
- (0,325) node[above, xshift=2em] {$V_{DC,max}$} -- (0.02, 325);
- \draw[dashed]
- (0,265) node[below, xshift=2em] {$V_{DC,min}$} -- (0.02, 265);
-
- \draw[dashed]
- (0.005,0) -- (0.005,325);
- \draw[dashed]
- (0.015,0) -- (0.015,325);
- \draw[dashed, <->]
- (0.005,100) node[above, xshift=2em] {$T$} -- (0.015,100);
-
- \draw[dashed]
- (0.013,0) -- (0.013,325);
- \draw[dashed, <->]
- (0.013,150) node[left] {$T_{Charge}$} -- (0.015,150);
- \end{axis}
-\end{tikzpicture}
\ No newline at end of file