diff --git a/150V.txt b/150V.txt
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..9ac929f3f29b3b1a3a4e96069a61b316acf78b99
--- /dev/null
+++ b/150V.txt
@@ -0,0 +1,9 @@
+0.79129 81.8595056711675
+1.52749 83.277269599863
+2.2644 84.8955695265246
+3.0044 85.5954415954416
+3.7444 86.0188375832759
+4.47262 86.0284670128871
+5.22793 86.5909730848862
+5.96843 86.7441319671536
+6.45525 86.7641129032258
diff --git a/230V50Hz.txt b/230V50Hz.txt
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..91acd9ac5d2835e027f270c1cb4384177e2c2591
--- /dev/null
+++ b/230V50Hz.txt
@@ -0,0 +1,10 @@
+0.8057142 79.7736831683168
+1.55628 83.2235294117647
+2.294 84.962962962963
+3.043782 85.9825423728814
+3.79768 86.5075170842825
+4.54952 86.6575238095238
+5.29692 86.8347540983607
+6.052847 87.0913237410072
+6.800752 87.1891282051282
+7.050503 87.2587004950495
diff --git a/400V.txt b/400V.txt
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..4952d554952067b01c7353b10d3861b3aba7418a
--- /dev/null
+++ b/400V.txt
@@ -0,0 +1,10 @@
+0.79235 67.2086789828151
+1.53161 74.7451332529732
+2.26746 79.7533669352711
+3.00643 81.3159617225916
+3.74946 82.0919606164571
+4.49046 82.5822611612561
+5.23499 83.0989045527493
+5.97649 83.3555094366991
+6.72252 83.6546358654262
+7.21805 83.6825880440693
diff --git a/500V.txt b/500V.txt
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..6d25c2407b7d289c7d768dc512f73764670d364d
--- /dev/null
+++ b/500V.txt
@@ -0,0 +1,13 @@
+0.79235 61.1853281853282
+1.53058 71.8582159624413
+2.26746 76.0892617449665
+3.0044 78.443864229765
+3.73212 79.2382165605096
+4.49046 80.3302325581396
+5.22016 80.6825347758887
+5.96166 81.055880353501
+6.71799 81.6280680437424
+7.00448 81.637296037296
+7.29636 81.7061590145577
+7.44466 81.7645249862713
+7.40259 81.8417910447761
diff --git a/565V.txt b/565V.txt
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..53648a7b1d3568393a59f66f380f7b5f34b25f57
--- /dev/null
+++ b/565V.txt
@@ -0,0 +1,13 @@
+0.77844 56.832053266361
+1.53367 68.2535090920419
+2.26899 73.4215431211898
+3.0044 76.4859828311321
+3.74946 77.7522022594934
+4.49349 78.6042402826855
+5.22016 79.1665023734057
+5.97649 79.7520363391799
+6.72252 80.1974599341959
+7.01459 80.3193036373088
+7.30128 80.3725108153628
+7.46452 80.563212460957
+7.75609 80.6553220871975
diff --git a/Abkuerzungsverzeichnis.tex b/Abkuerzungsverzeichnis.tex
index 66a4ee8bfa2a50dfdca41636627835af1a93244d..19225aecf1776cc200eb283792ef55dac58e6fbf 100644
--- a/Abkuerzungsverzeichnis.tex
+++ b/Abkuerzungsverzeichnis.tex
@@ -1,18 +1,23 @@
\chapter*{Abkürzungsverzeichnis}
\addcontentsline{toc}{chapter}{Abkürzungsverzeichnis}
-\begin{acronym}%[längstes Acronym]
- \acro{SST}{Solid State Transformer}
- \acro{IFEC}{International Future Energy Challenge}
- \acro{TIW}{Triple Insulated Wire}
- \acro{MOSFET}{Metal Oxide Semiconductor Field Effekt Transistor}
- \acro{IC}{Integrated Circuit}
+\begin{acronym}[MOSFET]
+ \acro{DCM}{Discontinuous Conduction Mode}
\acro{EDA}{Electronic Design Automation}
+ \acro{ESD}{Elektrostatische Entladung}
+ \acro{ESR}{Equivalent Series Resistance}
+ \acro{IC}{Integrated Circuit}
+ \acro{IFEC}{International Future Energy Challenge}
\acro{IPC}{Association Connecting Electronics Industries}
- \acro{DCM}{Discontinuous Conduction Mode}
+ \acro{MOSFET}{Metal Oxide Semiconductor Field Effekt Transistor}
+ \acro{QR}{Quasi-Resonant}
+ \acro{RfP}{Request for Proposals}
+ \acro{SMD}{Surface Mounted Device}
+ \acro{SST}{Solid State Transformer}
+ \acro{TIW}{Triple Insulated Wire}
\acro{ZVS}{Zero Voltage Switching}
- \acro{ESR}{Equivalent Series Resistance}
\end{acronym}
\acused{MOSFET}\acused{MOSFETs}
\acused{IC}\acused{ICs}
\acused{IPC}\acused{IPCs}
+\acused{SMD}\acused{SMDs}
% https://strobelstefan.de/2021/07/25/latex-glossar-und-abkuerzungsverzeichnis-erstellen/
\ No newline at end of file
diff --git a/Anhang/FlybackConverter-brd-back.png b/Anhang/FlybackConverter-brd-back.png
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..347b5596b987695c0cd87c4dcc6c6d60d2467faf
Binary files /dev/null and b/Anhang/FlybackConverter-brd-back.png differ
diff --git a/Anhang/FlybackConverter-brd-front.png b/Anhang/FlybackConverter-brd-front.png
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..63cccdaa61270f2f247b2edc74198a2713cccb85
Binary files /dev/null and b/Anhang/FlybackConverter-brd-front.png differ
diff --git a/Anhang/Schematic.pdf b/Anhang/Schematic.pdf
index 2f60e2c2f9c2924ee6f17da0b49d1e5e7781a92e..d34daacc016e842db333b93698cbed02a2899a78 100644
Binary files a/Anhang/Schematic.pdf and b/Anhang/Schematic.pdf differ
diff --git a/Bilder/BasicFlyback.pdf b/Bilder/BasicFlyback.pdf
index a1be0311dfbf7ea0d3264565d4dfc57927bdf7be..77219407a45bfd73353f8ee0df5368f757be3139 100644
Binary files a/Bilder/BasicFlyback.pdf and b/Bilder/BasicFlyback.pdf differ
diff --git a/Bilder/CbulkVbulkPlot.tex b/Bilder/CbulkVbulkPlot.tex
index 27339872014df20eac9bcafdf8550daab0e915bb..fb19d1d29e6c6f6236c746382c6d20d207c13b49 100644
--- a/Bilder/CbulkVbulkPlot.tex
+++ b/Bilder/CbulkVbulkPlot.tex
@@ -2,7 +2,7 @@
\begin{axis}
[
xlabel={$C_{Bulk} / \si{\micro\farad}$},
- ylabel={$V_{DC,min} / \si{\volt}$},
+ ylabel={$U_{DC,min} / \si{\volt}$},
xmin=0,
xmax=40,
ymin=28,
diff --git a/Bilder/QR-Verlauf.png b/Bilder/QR-Verlauf.png
index 5f46a5f05c2b792f3c1864a0179018a1938c4c27..8329b310d67f6cd7b17ee114adb5be4142c7b213 100644
Binary files a/Bilder/QR-Verlauf.png and b/Bilder/QR-Verlauf.png differ
diff --git a/Bilder/Ripple.png b/Bilder/Ripple.png
index 943a380fb67bc6299c6e81929801ee7db8b52aab..9ae14a53ebc36e30536b9cb2568af974ea45e729 100644
Binary files a/Bilder/Ripple.png and b/Bilder/Ripple.png differ
diff --git a/Bilder/Vbulk-balance.png b/Bilder/Vbulk-balance.png
index 503f9a23f3eba4700d3c1c3fc7146f0ed93ba5fe..75aab49fe73090bb24bcdfe31c757afc725e2f11 100644
Binary files a/Bilder/Vbulk-balance.png and b/Bilder/Vbulk-balance.png differ
diff --git a/Bilder/VbulkPlot.tex b/Bilder/VbulkPlot.tex
index df7150d951ff29da9c3cf62b68969446011336ca..ed887eedcbbf3c31aed74729f187dc8bd2315e6c 100644
--- a/Bilder/VbulkPlot.tex
+++ b/Bilder/VbulkPlot.tex
@@ -13,9 +13,9 @@
\addplot[red, thick]table {Bilder/VbulkPlot.txt};
\draw[dashed]
- (0,325) node[above, xshift=2em] {$V_{DC,max}$} -- (20, 325);
+ (0,325) node[above, xshift=2em] {$U_{DC,max}$} -- (20, 325);
\draw[dashed]
- (0,265) node[below, xshift=2em] {$V_{DC,min}$} -- (20, 265);
+ (0,265) node[below, xshift=2em] {$U_{DC,min}$} -- (20, 265);
\draw[dashed]
(5,0) -- (5,325);
diff --git a/Bilder/VbulkPlot.txt b/Bilder/VbulkPlot.txt
index 3f0cd5800e0fc4845aad288ea1d15a1490d4a753..8be9e1c72e26c2bbb3c8645648c94ed3ab504b7f 100644
--- a/Bilder/VbulkPlot.txt
+++ b/Bilder/VbulkPlot.txt
@@ -199,3 +199,4 @@ Zeit Spannung
19.700000000000003 290.6086867391883
19.8 289.8586867391883
19.900000000000002 289.1086867391883
+20 288.358686739188
diff --git a/Bilder/VinPlot.txt b/Bilder/VinPlot.txt
index 9fe2638e1e1d4fd2dca80309c0ff4503f7f177cd..6727bb54b4d7086b6260b0fc3287afdfac949c47 100644
--- a/Bilder/VinPlot.txt
+++ b/Bilder/VinPlot.txt
@@ -199,3 +199,4 @@ Zeit Spannung
19.700000000000003 30.585201828516524
19.8 20.40691884702685
19.900000000000002 10.20849670039118
+20 0
\ No newline at end of file
diff --git a/Bilder/Wirkungsgrad.tex b/Bilder/Wirkungsgrad.tex
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..c9a01346a7b4fcd5d6ff0319d4d4408d9b6fee8b
--- /dev/null
+++ b/Bilder/Wirkungsgrad.tex
@@ -0,0 +1,35 @@
+
+\begin{tikzpicture}
+ \begin{axis}
+ [
+ xlabel={Ausgangsleistung / $\si{\watt}$},
+ ylabel={Wirkungsgrad $\eta/ \si{\percent}$},
+ xmin=0,
+ xmax=8,
+ ymin=55,
+ ymax=89,
+ mark=none
+ grid=both,
+ minor tick num=1,
+ legend style={
+ cells={anchor=east},
+ legend pos=outer north east,
+ },
+ ]
+
+ \addplot table {150V.txt};
+ \addlegendentry{\SI{150}{\volt}}
+ \addplot table {230V50Hz.txt};
+ \addlegendentry{\SI{230}{\volt}/\SI{50}{\hertz}}
+ \addplot table {400V.txt};
+ \addlegendentry{\SI{400}{\volt}}
+ \addplot table {500V.txt};
+ \addlegendentry{\SI{500}{\volt}}
+ \addplot table {565V.txt};
+ \addlegendentry{\SI{565}{\volt}}
+
+ \draw[dashed]
+ (0,85) node[above, xshift=2em] {$\eta_{Soll}$} -- (8, 85);
+
+ \end{axis}
+\end{tikzpicture}
diff --git a/Bilder/einmalFehler.png b/Bilder/einmalFehler.png
index c4ab543e495d7110a0ac2d8c95d3e655b5483e56..8976c1d3257050f926b30d5cbd30acfaacf3569c 100644
Binary files a/Bilder/einmalFehler.png and b/Bilder/einmalFehler.png differ
diff --git a/Bilder/schaltplanPri.png b/Bilder/schaltplanPri.png
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..52c8deb0ac295476b406a29f2bae054d4260ddd2
Binary files /dev/null and b/Bilder/schaltplanPri.png differ
diff --git a/Bilder/schaltplanSek.png b/Bilder/schaltplanSek.png
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..6a68bcf895d37196481b104ff6d501f3ed660bf9
Binary files /dev/null and b/Bilder/schaltplanSek.png differ
diff --git a/Bilder/scope_0agil1.png b/Bilder/scope_0agil1.png
index b66f0bbf9e708282ab3889c3327ddb252979fec2..0a1b6f329366d8a3079bea35386096d96e3484b1 100644
Binary files a/Bilder/scope_0agil1.png and b/Bilder/scope_0agil1.png differ
diff --git a/Bilder/wechselStrom.png b/Bilder/wechselStrom.png
index b21fd719e15c4e9cf77cd5ac422c042c91e88813..ae1da67d397eb523026df938ac16feea8c411865 100644
Binary files a/Bilder/wechselStrom.png and b/Bilder/wechselStrom.png differ
diff --git "a/Bilder/w\303\244rmebild2.png" "b/Bilder/w\303\244rmebild2.png"
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..970dc3ae609e439c11c207e5c55c7a82d8038958
Binary files /dev/null and "b/Bilder/w\303\244rmebild2.png" differ
diff --git a/Dimensionierung.tex b/Dimensionierung.tex
index ff981ae3f796fe3127c27d526b7f0ad1126e8ce6..95b95bec3258af7a44e0ae94f7f8810ff17cdc8c 100644
--- a/Dimensionierung.tex
+++ b/Dimensionierung.tex
@@ -3,13 +3,42 @@
In diesem Kapitel werden die Anforderungen an die einzelnen Komponenten ermittelt.
An zentraler Stelle steht dabei der Schaltregler 'UCC28730' von Texas Instruments.
-\emph{mehr zum Schaltregler}
+\section{Schaltregler {UCC28730}}
+
+Für die Auswahl des 'UCC28730' spielen viele Faktoren eine Rolle.
+Die vorgesehene Beschaltung ist in Abb. \ref{fig:ic-flyback} zu sehen.
+
+\begin{figure}[h]
+ \begin{center}
+ \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Bilder/Mit-IC-Flyback.pdf}
+ \caption{Beschaltung des Schaltreglers {UCC28730}}
+ \label{fig:ic-flyback}
+ \end{center}
+\end{figure}
+
+Der Schaltregler muss seinen Betrieb eigenständig aufnehmen.
+Weil die Hilfsspannung vor dem ersten Schaltzyklus noch nicht anliegt,
+ist dafür eine spezielle Beschaltung notwendig.
+Der 'UCC28730' hat dafür eine Schaltung integriert, die nach dem Starten abschaltet.
+Sie ist am HV-Pin bis zu \SI{700}{\volt} ausgelegt, genügt also für $V_{DC,max} = \SI{565}{\volt}$.
+
+Viele Schaltregler-\acp{IC} haben einen \ac{MOSFET} integriert, um die Komplexität der Schaltung zu verringern.
+Diese integrierten \acp{MOSFET} sind aber typischerweise nicht für Durchbruchspannungen über \SI{800}{\volt} ausgelegt.
+Aufgrund der hohen Spannungen wird in Abschnitt \ref{ssec:dim-fet} ein diskreter \ac{MOSFET} ausgewählt.
+Um diesen zu treiben, besitzt der 'UCC28730' eine Treiberschaltung.
+
+Um im \ac{QR}-Modus zu arbeiten, muss der \ac{IC} die Spannung am \ac{MOSFET} überwachen.
+Dafür wird die Spannung der Hilfswicklung über einen Spannungsteiler erfasst.
+Zur Stromregelung kommt zusätzlich der Strommesswiderstand $R_{CS}$ zum Einsatz.
+Über die Modulation von Frequenz und Strom verspricht der Hersteller einen effizienten Betrieb über
+den gesamten Eingangsspannungs- und Lastbereich \cite{UCC28730}.
+
\section{Gleichrichter und Zwischenkreis}\label{sec:dim-acdc}
-Mit der hier umgesetzten, passiven Gleichrichtung ist absehbar,
+Mit der hier umgesetzten passiven Gleichrichtung ist abzusehen,
dass der Leistungsfaktor der Schaltung sehr schlecht ausfällt.
-Dies könnte durch ein Netzfilter erheblich verbessert werden.
-Ebenso könnte so verhindert werden, dass hochfrequente Störungen in das Netz eingebracht werden.
+Dies könnte durch ein Netzfilter verbessert werden.
+Durch diesen könnte auch verhindert werden, dass hochfrequente Störungen in das Netz eingebracht werden.
Die Umsetzug eines solchen Filters liegt nicht im Rahmen dieser Arbeit.
\subsection{Gleichrichter}\label{sec:dim-fbr}
@@ -39,9 +68,9 @@ Das Maximum $U_{DC,max}$ ergibt sich aus dem Spitzenwert der gleichgerichteten N
\label{eq:U_DC,max}
\end{equation}
-Der Minimalwert der Zwischenkreisspannung $U_{DC,min}$ ist davon abhängig wie weit der Pufferkondensator $C_{Bulk}$ während einer Halbwelle entladen wird.
-Umso größer $C_{Bulk}$ ist, umso stabiler ist $U_{DC}$ und umso weniger bricht die Spannung während des Entladens ein.
-Ein beispielhafter Verlauf ist in Abb. \ref{fig:U-Bulk} abgebildet.
+Der Minimalwert der Zwischenkreisspannung $U_{DC,min}$ ist davon abhängig, wie weit der Pufferkondensator $C_{Bulk}$ während einer Halbwelle entladen wird.
+Je größer $C_{Bulk}$ ist, desto weniger bricht die Spannung während des Entladens ein.
+Ein beispielhafter Verlauf ist in Abb. \ref{fig:U-Bulk} dargestellt.
\begin{figure}[h]
\centering
@@ -61,7 +90,7 @@ $P_{in,max}$ entspricht dem Quotienten aus maximaler Nutzleistung und erwartetem
Anhand von (\ref{eq:U_DC,min}) wird in Abb. \ref{fig:U-DCmin} die Minimalspannung in Abhängigkeit von $C_{Bulk}$ betrachtet.
Es ist zu erkennen, dass eine Erhöhung der Kapazität im niedrigen Bereich einen großen Effekt hat,
-der ab einer gewissen Größe stark abnimmt.
+der mit zunehmender Größe stark abnimmt.
\begin{figure}[h]
\centering
@@ -70,9 +99,9 @@ der ab einer gewissen Größe stark abnimmt.
\label{fig:U-DCmin}
\end{figure}
-Im Datenblatt des Schaltreglers ist eine detailliertere Gleichung angegeben um wahlweise
+Im Datenblatt des Schaltreglers ist eine detailliertere Gleichung angegeben, um wahlweise das
Spannungsminimum oder die benötigte Kapazität zu errechnen \cite[S.23]{UCC28730}.
-Hier wird ein zusätzlicher Faktor $N_{HC}$ verwendet um ausfallende Halbwellen der Versorgungsspannung zu berücksichtigen.
+Hier wird ein zusätzlicher Faktor $N_{HC}$ verwendet, um ausfallende Halbwellen der Versorgungsspannung zu berücksichtigen.
\begin{equation}
C_{Bulk} \geq \frac{2 P_{in,max} \cdot (0,25 + 0,5 N_{HC} + \frac{1}{2\pi} \cdot \arcsin(\frac{U_{DC,min}}{\sqrt{2} \cdot U_{AC,min}}))}
@@ -90,30 +119,40 @@ $U_{DC,min} = \SI{90}{\volt}$ zu gewährleisten.
Da der \ac{SST} fest installiert werden soll ist diese Vereinfachung möglich.
Es ist wichtig zu betonen, dass die Versorgungsspannung des Hilfsnetzteils mit steigender Last am \ac{SST} zusätzlich absinken wird.
-Tests müssen zeigen ob ein stabiler Betrieb unter den entsprechenden Bedingungen möglich ist oder ob $C_{BULK}$ vergrößert werden muss.
+Tests müssen zeigen, ob ein stabiler Betrieb unter den entsprechenden Bedingungen möglich ist oder ob $C_{BULK}$ vergrößert werden muss.
Wie in Abb. \ref{fig:U-Bulk} zu sehen ist kann in diesem niedrigen Bereich schon eine kleine Erhöhung der Kapazität eine Verbesserung bringen.
\subsubsection{Problematik der hohen Betriebsspannung}\label{ssec:problematikDerHohenSpannung}
Da die die Zwischenkreisspannung mit $U_{DC,max} = \SI{565}{\volt}$ oberhalb der maximalen Betriebsspannung
-gängiger Elektrolyt-Kondensatoren liegt müssen weitere Schritte ergriffen werden.
-Um die Spannungsanforderung zu erfüllen können zwei Kondensatoren in Reihe geschaltet werden.
+gängiger Elektrolyt-Kondensatoren liegt, muss die Grundschaltung erweitert werden.
+Um die Spannungsanforderung zu erfüllen, werden zwei Kondensatoren in Reihe geschaltet.
Diese Anordnung hat allerdings eine Schwachstelle:
Die Leckströme unterliegen einer großen Toleranz, die nicht genau angegeben werden kann.
Durch unterschiedliche Leckströme in den Kondensatoren kann es nun zu einem Ladungsungleichgewicht kommen.
-Ist zum Beispiel der Leckstrom von C1 erheblich größer als der von C2, so sammelt sich in C2 mit der Zeit eine immer größere Ladung.
+Ist zum Beispiel der Leckstrom von C1 erheblich größer als der von C2, sammelt sich in C2 mit der Zeit eine immer größere Ladung.
So steigt auch die Spannung über C2.
Kann die erhöhte Spannung das Ungleichgewicht der Leckströme nicht kompensieren, so steigt die Spannung über den zulässigen Bereich hinaus.
-Hierdurch kommt es mindestens zu einer stark verkürzten Lebenszeit, im schlimmsten Fall aber zum Versagen des Kondensators.
+Hierdurch kommt es mindestens zu einer stark verkürzten Lebenszeit, im schlimmsten Fall sogar zum Versagen des Kondensators.
+Ein beispielhafter, statischer Fall ist in Abb. \ref{fig:doppelKondensator} zu sehen.
+Die Spannung des unteren Kondensators wird durch die Zenerdioden geklemmt.
+
+\begin{figure}[h]
+ \begin{center}
+ \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Bilder/Doppelkondensator.pdf}
+ \caption{Klemmung der Kondensatorspannungen mit Zenerdioden}
+ \label{fig:doppelKondensator}
+ \end{center}
+\end{figure}
-Um diesem Fall entgegen zu wirken gibt es zwei Möglichkeiten.
-Zum einen kann über einen Spannungsteiler die Spannung am mittleren Knoten eingestellt werden.
+Um dem Ungleichgewicht entgegen zu wirken, gibt es zwei Möglichkeiten.
+Die erste besteht in der Einstellung der Spannung am mittleren Knoten über einen Spannungsteiler.
Um ein sicheres Abfließen unausgeglichener Leckströme zu gewährleisten sollte durch den Spannungsteiler ein Vielfaches der Toleranz des Leckstroms fließen.
-Ebenfalls ist die Spannungsfestigkeit der Widerstände zu berücksichtigen.
-Die andere Möglichkeit ist, die Spannungen der einzelnen Kondensatoren über Zenerdioden zu klemmen.
+Die Spannungsfestigkeit der Widerstände ist ebenfalls zu berücksichtigen.
+Die zweite Möglichkeit ist, die Spannungen der einzelnen Kondensatoren über Zenerdioden zu klemmen.
So kann sich zwischen den Kondensatoren zwar ein Ungleichgewicht aufbauen, dieses wird aber auf ein sicheres Niveau begrenzt.
-Hierbei entstehen im Idealfall keine zusätzlichen Verluste, allerdings sind Zenerdioden kostenintensiver als Widerstände.
+Hierbei entstehen im Idealfall keine zusätzlichen Verluste, allerdings höhere Kosten, da Zenerdioden kostenintensiver sind als Widerstände.
Die Toleranz der Zenerdioden ist zu beachten.
An den gewählten $U_Z = \SI{180}{\volt}$ Zenerdioden, von denen insgesamt vier in Reihe geschaltet werden, entsteht im Worst-Case eine Verlustleistung von
@@ -132,9 +171,9 @@ Eine Betrachtung der Verluste bei Verwendung eines Spannungsteilers ist in \cite
In diesem Abschnitt wird nach den Vorgaben im Datenblatt \cite{UCC28730} des gewählten Schaltreglers\break 'UCC28730' vorgegangen.
Zuerst wird hier der maximale Duty-Cycle $D_{MAX}$ berechnet.
-Er wird durch den maximale Entmagnetisierungszyklus von $D_{MAGCC} = 0,432$
+Er wird durch den maximalen Entmagnetisierungszyklus von $D_{MAGCC} = 0,432$
und eine Halbwelle der Oszillation entsprechend Abschnitt \ref{ssec:grundlagen-qr} begrenzt.
-Für deren Abschätzung wird eine Frequenz von $\SI{500}{\kilo\hertz}$ empfohlen, was einer Periodendauer von $t_R = \SI{2}{\micro\second}$.
+Für deren Abschätzung wird eine Frequenz von $\SI{500}{\kilo\hertz}$ empfohlen, was einer Periodendauer von $t_R = \SI{2}{\micro\second}$ entspricht.
Sie wird mit der maximalen Schaltfrequenz des Reglers von $f_{MAX} = \SI{83}{\kilo\hertz}$ normiert.
\begin{equation}
@@ -146,20 +185,20 @@ Nun kann das Windungsverhältnis $N_{PS(ideal)}$ über das Spannungszeitflächen
Für die Spannung der Sekundärwicklung wird die Summe aus
$U_{out}$, der regulären Ausgangsspannung und
-$U_F$, der Vorwärtsspannung der Gleichrichterdiode.
+$U_F$, der Vorwärtsspannung der Gleichrichterdiode gebildet.
\begin{equation}
- N_{PS(ideal)} = \frac{D_{MAX} \cdot U_{DC,min}}{D_{MAGCC} \cdot ( U_{out} + U_F)}
+ N_{PS(ideal)} = \frac{N_{Pri}}{N_{Sek}} = \frac{D_{MAX} \cdot U_{DC,min}}{D_{MAGCC} \cdot ( U_{out} + U_F)}
= 6,5
\label{eq:NpsIdeal}
\end{equation}
Aufgrund der internen Reglerstruktur des \acp{IC} wird der Spitzenstrom $I_{PP}$ über den
-Stommesswiderstand $R_{CS}$ bestimmt.
+Strommesswiderstand $R_{CS}$ bestimmt.
Dieser begrenzt den Ausgangsstrom auf $I_{out,max}$,
der über das Windungsverhältnis auf der Primärseite sichtbar und mit $R_{CS}$ gemessen wird.
Die abfallende Spannung wird intern mit $U_{CCR} = \SI{319}{\milli\volt}$ skaliert.
-Der Faktor $\eta_{XFMR}$ ist der Gesamtwirkungsgrad des Tranformators, es werden $0,85$ angenommen.
+Der Faktor $\eta_{XFMR}$ ist der Gesamtwirkungsgrad des Transformators, für den $0,85$ angenommen werden.
Um die Ausgangsleistung trotz schlechterem Wirkungsgrad oder anderen Toleranzen nicht zu stark zu begrenzen
sollte $I_{out,max}$ etwas größer gewählt werden als der erforderliche Ausgangsstrom.
Hier sei $ I_{out,max} = \SI{600}{\milli\ampere}$.
@@ -188,20 +227,24 @@ Mit dem Spitzenstrom kann jetzt die Primärinduktivität $L_{Pri}$ festgelegt we
\end{equation}
%Falsch Zur Spannungsregelung nutzt der UCC28730 die Hilfswicklung,
-Die Hilfswicklung wird zur Spannungsversorgung des \acp{IC} genutzt.
+Die Hilfswicklung wird vom Schaltregler zur Regelung der Ausgangsspannung und für dessen Versorgung genutzt.
Da sie gleichzeitig mit der Sekundärwicklung leitet kann hier das Wicklungs- mit dem Spannungsverhältnis berechnet werden.
-Als benötigte Spannung wird $U_{VDD(off)} = \SI{7,7}{\volt}$, die Ausschaltschwelle des Reglers angesetzt.
+Als mindestens benötigte Spannung wird $U_{VDD(off)} = \SI{7,7}{\volt}$, die Ausschaltschwelle des Reglers angesetzt.
Diese Spannung soll dann unterschritten werden, wenn in der Strombegrenzung die niedrigste erlaubte Ausgangsspannung auftritt.
-Bei einer Ausgangsspannung von $U_{out,min} = \SI{10}{\volt}$ soll der Regler ausschalten.
+Bei einer Ausgangsspannung von $U_{out,min} = \SI{6}{\volt}$ soll der Regler ausschalten.
\begin{equation}
- N_{AS} = \frac{U_{VDD(off)} + U_{FA}}{U_{out,min} + U_F} = \frac{\SI{7,7}{\volt} + \SI{0,5}{\volt}}{\SI{10}{\volt} + \SI{0,5}{\volt}} = 0,78
+ N_{AS} = \frac{N_{Aux}}{N_{Sek}} = \frac{U_{VDD(off)} + U_{FA}}{U_{out,min} + U_F} = \frac{\SI{7,7}{\volt} + \SI{0,5}{\volt}}{\SI{6}{\volt} + \SI{0,5}{\volt}} = 1,26
\label{eq:n-as}
\end{equation}
-Bezüglich der elektrischen Größen kann nun noch die Strombelastung der einzelnen Windungen berechnet werden.
-Die Auswahl der Drähte folgt in \ref{ssec:auswahl-der-wickeldraehte}.
-Nach \cite[S.9]{Infineon-DCM-2-8} ergeben sich die folgenden Werte, $I_{Sek,Eff}$ wird vom Spitzenstrom der Primärseite abgeleitet.
+\begin{equation}
+ N_{PA} = N_{PS} \cdot \frac{1}{N_{AS}} = 5,16
+\end{equation}
+
+Nun können noch die Leiterdurchmesser der Wickeldrähte bestimmt werden.
+Dafür wird zuerst die Strombelastung der einzelnen Windungen bestimmt.
+Nach \cite[S.9]{Infineon-DCM-2-8} ergeben sich die folgenden Werte, $I_{Sek,Eff}$ wird dabei vom Spitzenstrom der Primärseite abgeleitet.
\begin{equation}
I_{Pri,Eff} = I_{PP,max} \cdot \sqrt{\frac{D_{MAX}}{3}} = \SI{199}{\milli\ampere}
@@ -216,12 +259,56 @@ Nach \cite[S.9]{Infineon-DCM-2-8} ergeben sich die folgenden Werte, $I_{Sek,Eff}
\label{eq:Isek-eff}
\end{equation}
+Anhand einer Stromdichte, die in \cite[Abschnitt~2.8]{AN4137-onsemi-Trafo} mit $J = \SI{5}{\frac{\ampere}{\milli\meter\squared}}$
+empfohlen wird, kann dann der mindestens benötigte Leiterquerschnitt bestimmt werden.
+Aus diesem wiederum ergibt sich der Durchmesser $d$ der Wickeldrähte.
+Die Höhe von $J$ ist ein Kompromiss aus Baugröße, Leiterverlusten, Verlusten durch Skin-Effekt und Kosten.
+
+\begin{equation}
+ A_{Pri} = \frac{I_{Pri,Eff}}{J}
+ \qquad
+ A_{Sek} = \frac{I_{Sek,Eff}}{J}
+ \label{eq:leiterquerschnitt}
+\end{equation}
+
+\begin{equation}
+ d_{Pri} = \sqrt{4\frac{A_{Pri}}{\pi}} = \SI{0,225}{\milli\meter}
+\end{equation}
+
+\begin{equation}
+ d_{Sek} = \sqrt{4\frac{A_{Sek}}{\pi}} = \SI{0,583}{\milli\meter}
+\end{equation}
+
+Fällt der Durchmesser, wie bei der Sekundärwicklung, recht groß aus,
+so kann auch über die Parallelschaltung mehrerer Wicklungen nachgedacht werden.
+
+\begin{equation}
+ d_{Sek,n} = \sqrt{4 \frac{\frac{1}{n} A_{Sek}}{\pi}}
+ \qquad
+ d_{Sek,2} = \sqrt{4 \frac{\frac{1}{2} A_{Sek}}{\pi}} = \SI{0,412}{\milli\meter}
+ \label{eq:d-sek-multi}
+\end{equation}
+
+Mit $n = 2$ Wicklungen ergibt sich ein Querschnitt von $d_{Sek} \approx \SI{0,4}{\milli\meter}$,
+der in der Werkstatt zur Verfügung steht.
+
+Um die Sekundärseite sicher von der Primärseite zu isolieren, kann Isolationsband eingesetzt werden.
+Gerade bei handgewickelten Prototypen eignet sich aber \ac{TIW}.
+Dieses hat den Vorteil, dass Unachtsamkeiten beim Wickeln,
+aber auch die Nähe zum als leitfähig angenommenen Kern die Isolation nicht gefährden.
+In der Werkstatt sind \acp{TIW} lediglich mit Leiterdurchmesser $\SI{0,2}{\milli\meter}$ und $\SI{0,25}{\milli\meter}$ vorhanden.
+Versucht man die Sekundärseite mit diesen Drähten auszuführen, so ergibt sich mit (\ref{eq:d-sek-multi}),
+dass $n=5$ parallele Windungen nötig wären um $J \approx \SI{5}{\frac{\ampere}{\milli\meter\squared}}$ herzustellen.
+Es ist anzumerken, dass der Außendurchmesser der \acp{TIW} bei diesem Durchmesser dem Doppelten des Leiterdurchmessers entspricht.
+Deshalb wird nicht die Sekundärseite, sondern die Primärseite, also Primär- und Hilfswicklung, mit \ac{TIW} ausgeführt.
+Das hat Konsequenzen für die Isolationsabstände zwischen Kern und Bauteilen, da der Kern jetzt zur Sekundärseite gezählt werden muss.
+Die gewählten Drähte sind in Tabelle \ref{tab:trafo-wicklungen} aufgelistet.
+
\subsection{Magnetische Eigenschaften}
\subsubsection{Auswahl des Transformatorkerns}
Die Auswahl des Kerns hängt mit vielen Variablen zusammen und unterliegt daher fast zwangsläufig mehreren Iterationen.
-%\subsection{Größe}
Grundlegend muss die Ungleichung (\ref{eq:Bmax}) erfüllt sein um sicherzustellen, dass der Kern nicht sättigt, was eine Energieübertragung verhindern würde.
\begin{equation}
@@ -232,33 +319,34 @@ Grundlegend muss die Ungleichung (\ref{eq:Bmax}) erfüllt sein um sicherzustelle
\end{equation}
$A_e$ ist dabei die Querschnittsfläche des Kerns, während $B_{max} \le \SI{300}{\milli\tesla}$ angenommen wird.
-Die Windungen müssen dann im Windungsfenster des Kerns beziehungsweise des Wickelkörpers verlegt werden.
-Hier zeigt sich die Komplexität der Auswahl:
-Ein größerer Kern bietet mehr Platz für Windungen, durch seinen größeren Querschnitt $A_e$ senkt er aber die Anzahl der benötigten Windungen insgesamt.
+Die Windungen müssen dann im Windungsfenster des Kerns, beziehungsweise des Wickelkörpers, verlegt werden.
+Hier zeigt sich die Komplexität der Auswahl.
+Ein größerer Kern bietet mehr Platz für Windungen, senkt aber durch seinen größeren Querschnitt $A_e$ die Anzahl der benötigten Windungen insgesamt.
-Zusätzlich wird die Suche nach einem guten Startpunkt dadurch erschwert, dass Tabellen und Programme von exakter, maschineller Fertigung ausgehen.
+Zusätzlich wird die Suche nach einem guten Startpunkt dadurch erschwert, dass Tabellen und Programme von exakter maschineller Fertigung ausgehen.
Die Wicklung von Hand benötigt mehr Platz, wodurch ein größeres Wicklungsfenster benötigt wird.
-Ein E16-Kern beispielsweise benötigt $\approx 105$ Windungen um (eq:Bmax) zu entsprechen, bietet aber nicht genug Platz um diese auszuführen.
+Ein E16-Kern beispielsweise benötigt $\approx 105$ Windungen, um (\ref{eq:Bmax}) zu entsprechen, bietet aber nicht genug Platz, um diese auszuführen.
Schlussendlich wurde ein RM8-Kern mit $A_e = \SI{64}{\milli\meter\squared}$ gewählt.
Dieser ist größer als der E16-Kern und bietet durch seine Rundheit eine bessere Ausgangsform für das Wickeln.
-Mit (\ref{eq:Bmax}) ergibt sich eine Mindestwicklungszahl von $N_{Pri,min} = 37$,~erheblich weniger als mit dem kleineren E16-Kern.
+Mit (\ref{eq:Bmax}) ergibt sich eine Mindestwicklungszahl von $N_{Pri,min} \ge 37$~ und damit erheblich weniger als mit dem kleineren E16-Kern.
\subsubsection{Material und Luftspalt}
-Ist die Form des Kerns ausgewählt, so kann ein Material gewählt werden.
-Die verschiedenen Ferrite sind auf verschiedene Frequenzen ausgelegt, genauere Informationen bieten Tabellen und Datenblätter der Hersteller.
+Wurde die Form des Kerns festgelegt, so kann passendes Material gewählt werden.
+Die verschiedenen Ferrite sind auf verschiedene Frequenzen ausgelegt.
+Genauere Informationen dazu bieten Tabellen und Datenblätter der Hersteller.
In diesem Fall kommt das Ferrit 'N49' zum Einsatz, auch weil es im Labor verfügbar ist.
Im entsprechenden Datenblatt \cite{TDK-core} sind die $A_L$-Werte der verschiedenen Materialien zu finden.
-Für manche Kerne sind vorgefertigte Luftspalte verfügbar, für sie ist ein gesonderter $A_L$-Wert angegeben.
-Werksseitig eingefügte Luftspalte sind auf das mittlere Bein des Kerns begrenzt.
+Für manche Kerne sind vorgefertigte Luftspalte verfügbar, für die ein gesonderter $A_L$-Wert angegeben ist.
+Werkseitig eingefügte Luftspalte sind auf das mittlere Bein des Kerns begrenzt.
Dadurch kommt es zu weniger Streuung des Magnetfeldes, da die umliegenden Wicklungen dieses zusätzlich dämpfen.
-Da kein Kern mit Luftspalt vorhanden ist muss dieser in \ref{ssec:einstellenDerInduktivitaet} improvisiert werden.
+Weil kein Kern mit Luftspalt vorhanden ist, muss dieser in Abschnitt \ref{ssec:einstellenDerInduktivitaet} improvisiert werden.
-Zunächst muss dafür aus den Angaben im Datenblatt ein $A_L$-Wert abgeschätzt werden, mit dem die benötigte Windungszahl berechnet werden kann.
+Zunächst muss dafür anhand der Angaben im Datenblatt ein $A_L$-Wert abgeschätzt werden, mit dem die benötigte Windungszahl berechnet werden kann.
Bei einem Luftspalt von \SI{0,1}{\milli\meter} werden $A_L = \SI{400}{\nano\henry}$ angenommen.
Aus dem Erreichen der Primärinduktivität ergibt sich eine weitere Mindestwicklungszahl,
-wobei mehr Windungen über die Vergrößerung des Luftspalts und entsprechend einer Reduktion von $A_L$ ausgeglichen werden können.
+wobei mehr Windungen über die Vergrößerung des Luftspalts und entsprechend eine Reduktion von $A_L$ ausgeglichen werden können.
\begin{equation}
L = A_L \cdot N^2
@@ -268,12 +356,26 @@ wobei mehr Windungen über die Vergrößerung des Luftspalts und entsprechend ei
\label{eq:A-L-Wert}
\end{equation}
+Beim Wickeln ist es sinnvoll, die Windungszahl so weit zu erhöhen, dass der Wickelkörper voll ausgefüllt ist.
+Die tatsächlichen Wicklungszahlen werden deshalb erst in Abschnitt \ref{ssec:wickeln} festgelegt.
+Sie sind in Tabelle \ref{tab:trafo-wicklungen} angegeben.
+
+\section{\acs{MOSFET}}\label{ssec:dim-fet}
+
+Für die Auswahl des \acp{MOSFET} ist dessen Durchbruchspannung $U_{DS}$ relevant.
+Wird $U_{Spike}$ mit \SI{30}{\percent} der anderen Spannungen angenommen, geht aus (\ref{eq:uQmaxTheo}) folgende Spannung hervor.
+
+\begin{equation}
+ U_{DS,min} = U_{DC,max} + U_R \cdot 1,3 = \SI{864}{\volt}
+ \label{eq:dimMOSFET}
+\end{equation}
-\section{Leistungsschalter}
-$U_{MOSFET,max} = U_{Clamp} + U_{Bulk}$\\
-$U_{Reflektiert}$
+Die Auslegung von \ac{MOSFET} und Snubber überschneiden sich hier.
+$U_{Spike}$ kann vom Snubber auf einen höheren oder einen niedrigeren Wert begrenzt werden.
+Trotz dem Snubber muss aber genug Abstand zur Durchbruchspannung vorhanden sein.
+Deshalb wird ein \ac{MOSFET} mit $U_{DS} = \SI{950}{\volt}$ ausgewählt.
-\section{RCD-Clamp/Snubber}
+\section{RCD-Clamp/Snubber}\label{sec:dimSnubber}
Die maximale Spannung $U_{DS}$ des \acp{MOSFET} wurde auf \SI{950}{\volt} festgelegt.
Zur Sicherheit wird die maximale Spannung zusätzlich auf $\SI{85}{\percent} \cdot U_{DS} \approx \SI{805}{\volt}$ begrenzt.
Nach Abzug von $U_{DC,max}$ bleibt für die Summe aus reflektierter Spannung $U_R$ und $U_{Spike}$ eine Differenz von $U_{Clamp} = \SI{240}{\volt}$.
@@ -291,7 +393,7 @@ die Streuinduktivität wird mit $\SI{1}{\percent} \cdot L_{Pri}$ angenähert.
= \SI{433}{\pico\farad}
\end{equation}
-Da diese Schaltung explizit Verluste erzeugt sollte die Verlustleistung betrachtet werden.
+Da diese Schaltung explizit Verluste erzeugt, sollte die Verlustleistung betrachtet werden.
Der Formfaktor von $R_{Cl}$ muss so gewählt werden, dass dieser nicht überhitzt.
\begin{equation}
@@ -299,14 +401,109 @@ Der Formfaktor von $R_{Cl}$ muss so gewählt werden, dass dieser nicht überhitz
= \SI{207}{\milli\watt}
\end{equation}
+Die Diode der RCD-Clamp muss in der Einschaltphase die Summe aus die Zwischenkreis- und Klemmspannung sperren.
+\begin{equation}
+ U_{D,Clamp} = U_{DC,max} + U_{Clamp} = \SI{805}{\volt}
+\end{equation}
+Um den sicheren Betrieb zu gewährleisten wird eine \SI{1000}{\volt}-Diode vorgesehen.
+
+
+\section{Sekundärseite und Ausgangsfilter}
+
+\subsection{Gleichrichterdiode}
+Durch das Wicklungsverhältnis $N_{PS}$ wird die Spannungsbelastung der Diode gesenkt.
+
+\begin{equation}
+ U_D = U_{DC,max} \cdot \frac{1}{N_{PS}} + U_{out} = \SI{102}{\volt}
+\end{equation}
+
+Auf diesen Wert sollte allerdings - wie beim \ac{MOSFET} - eine Reserve von \SI{30}{\percent} addiert werden.
+
+Der Effektivstrom wurde in (\ref{eq:Isek-eff}) mit \SI{1,33}{\ampere} berechnet.
+
+Die bestellte Diode 'SS1H10' hält diese Werte nicht ein, ihre Sperrspannung liegt bei nur \SI{100}{\volt}
+und die Strombelastung darf \SI{1}{\ampere} nur in Spitzen überschreiten.
+Für die Inbetriebnahme wird diese Diode trotzdem eingesetzt, da die jeweiligen Spitzenwerte nur bei maximaler Last
+beziehungsweise maximaler Eingangsspannung auftreten.
+
+In der nächsten Iteration müssen $U_D \ge \SI{130}{\volt}$ und $I_F \ge \SI{1,4}{\ampere}$ gewählt werden.
+
+\subsection{Glättung}\label{ssec:dim-outFilter}
+
+Die Formeln im Datenblatt \cite[S.25f]{UCC28730} geben für die Ausgangskondensatoren sowohl die Kapazität als auch die \ac{ESR} vor.
+
+\begin{equation}
+ ESR = \frac{0,33 \cdot \Delta V_{out}}{I_{Sek,peak}} = \SI{5}{\milli\ohm}
+\end{equation}
+\begin{equation}
+ C_{out} = \frac{I_{out,max}}{0,33 \cdot \Delta V_{out} \cdot f_{sw,max}} = \SI{243}{\micro\farad}
+\end{equation}
+
+Es werden zwei Elektrolytkondensatoren mit je \SI{150}{\micro\farad} verwendet.
+Experimentell wird mit ihnen ein CLC-Filter nach dem Vorbild von \cite[Abschnitt 29.4]{Schlienz-Buch} umgesetzt um den Ripple zusätzlich zu verringern.
+Die Induktivität zwischen den Kondensatoren wirkt dabei wie ein zusätzlicher Tiefpass.
+Um die \ac{ESR} zu senken wird jeweils ein \SI{10}{\micro\farad} Keramikkondensator parallelgeschaltet.
\section{Spannungsmessung und Versorgung des Schaltreglers}
+\subsection{Spannungsmessung}
+Für die Überwachung der Ausgangsspannung und die Versorgung des \acp{IC} wird die Hilfswicklung $N_{Aux}$ eingesetzt.
+Ihr Wechselsignal bildet über die jeweiligen Windungsverhältnisse in der Einschaltphase die Zwischenkreisspannung
+und in der Ausschaltphase die Summe aus Ausgangsspannung und Vorwärtsspannung der Diode ab.
+Diese Werte werden über einen Spannungsteiler vom 'UCC28730' am VS-Pin gemessen.
+Für die Erfassung von $U_{Bulk}$ wird VS mit der Masse verbunden und der Strom durch $R_{S1}$ gemessen.
+Liegt dieser über dem Wert $I_{VSL(run)} = \SI{225}{\micro\ampere}$ wird der Regelbetrieb nicht aufgenommen.
+Für eine sichere Inbetriebnahme wurde der Wert von $U_{DC,run}$ nicht auf die empfohlenen $\sqrt{2} \cdot U_{AC,min}$,
+sondern auf \SI{90}{\volt} festgelegt.
+\begin{equation}
+ R_{S1} = \frac{U_{DC,run}}{N_{PA} \cdot I_{VSL(run)}} = \SI{77,5}{\kilo\ohm}
+\end{equation}
+Mit $R_{S2}$ wird dann die Ausgangsspannung festgelegt. Die Referenzspannung des Reglers beträgt $U_{VSR} = \SI{4,04}{\volt}$
+
+\begin{equation}
+ R_{S2} = \frac{R_{S1} \cdot U_{VSR}}
+ {N_{AS} \cdot (U_{out} + U_F) - U_{VSR}} = \SI{20,2}{\kilo\ohm}
+\end{equation}
+
+\subsection{Versorgung des Schaltreglers}
+
+Um den \ac{IC} mit einer Gleichspannung zu versorgen, kommen - wie auf der Sekundärseite - eine Gleichrichterdiode und ein Kondensator zum Einsatz.
+Aufgrund des Windungsverhältnisses fällt die Sperrspannung größer aus.
+
+\begin{equation}
+ U_{DA} = U_{DC,max} \cdot \frac{1}{N_{PA}} + U_{out} \cdot N_{AS} = \SI{128}{\volt}
+\end{equation}
+
+Der Strombedarf des \acp{IC} liegt bei $I_{run} = \SI{2,1}{\milli\ampere}$, für das Treiben des \acp{MOSFET} wird \SI{1}{\milli\ampere} angesetzt.
+Der Vorwärtsstrom der Diode ist damit unerheblich.
+
+Hier wird die gleiche Diode verwendet wie auf der Sekundärseite.
+Es gelten die gleichen Einschränkungen,
+ein sicherer Betrieb erfordert eine Sperrspannung von $\ge \SI{150}{\volt}$.
+
+Aufgrund des geringen Stombedarfs reicht hier ein Keramikkondensator zur Glättung aus.
+
+Die für die Kapazität ausschlaggebende Gleichung bestimmt $C_{VDD}$ aus dem Strom $I_{WAIT} = \SI{75}{\micro\ampere}$, der im Leerlauf vom \ac{IC} benötigt wird.
+Die Betriebsspannung soll zwischen den Schaltzyklen mit $f_{sw,min} = \SI{32}{\hertz}$ um nicht mehr als $\Delta U_{VDD} = \SI{1}{\volt}$ fallen.
+
+\begin{equation}
+ C_{VDD} \ge \frac{I_{WAIT}}{\Delta U_{VDD} \cdot f_{sw,min}} \ge \SI{2,34}{\micro\farad}
+\end{equation}
+
+Aus Gründen der Verfügbarkeit wird ein \SI{10}{\micro\farad} Kondensator eingesetzt.
+Zur Verbesserung des Frequenzgangs wird ein kleinerer \SI{330}{\nano\farad} Kondensator parallelgeschaltet.
+
+Um eine möglichst exakte Stromregelung über einen breiten Eingangsspannungsbereich zu gewährleisten wird der Widerstand $R_{LC}$ eingefügt.
+$K_{LC} = 25,3$ ist reglerspezifisch.
+Für die Ausschaltverzögerung $t_D$ des \acp{MOSFET} werden \SI{50}{\nano\second} angenommen.
+
+\begin{equation}
+ R_{LC} = \frac{K_{LC} \cdot R_{S1} \cdot R_{CS} \cdot N_{PA} \cdot t_D}{L_{Pri}} = \SI{907}{\ohm}
+\end{equation}
-\section{Sekundärseite und Ausgangsfilter}
diff --git a/Einleitung.tex b/Einleitung.tex
index 790713e71c281a8b4674bca650b24a22055c65aa..5375821e3d5d88cbe87af4e86d5752dc75e33309 100644
--- a/Einleitung.tex
+++ b/Einleitung.tex
@@ -13,30 +13,35 @@ Gleichzeitig soll auch Kompatibilität mit den nordamerikanischen \SI{120}{\volt
Bei gleicher Leistung muss hier entsprechend mehr Strom bereitgestellt werden.
Die Schaltung kann also nicht allein auf hohe Spannungen optimiert werden.
-Bei der \ac{IFEC} 2023 ist der Wirkungsgrad eine der wichtigsten Bewertungskriterien,
-er soll entsprechend hoch ausfallen.
+Bei der \ac{IFEC} 2023 ist der Wirkungsgrad eines der wichtigsten Bewertungskriterien.
+Er soll deshalb entsprechend hoch ausfallen.
Auf die genauen Anforderungen wird in Abschnitt \ref{sec:anforderungen} eingegangen.
\begin{figure}[hb]
\begin{center}
\includegraphics[width=0.9\linewidth]{./Bilder/SST-Ãœbersicht.png}
+ \caption{Konzept für \acf{SST}}
\label{fig:SST-Schema}
- \caption{Konzept für \acs{SST}}
\end{center}
\end{figure}
-\acp{SST} sind deshalb interessant, weil sie, über die vereinfachte Funktionalität im Wettbewerb hinaus,
+\acp{SST} sind deshalb interessant, weil sie - über die vereinfachte Funktionalität im Wettbewerb hinaus -
bidirektional zwischen verschiedensten Netzen Leistung übertragen können.
-Dabei bleibt die galvanische Trennung eines Transformators erhalten,
-allerdings wird die Funktionalität durch den Einsatz von Leistungshalbleitern und einer Regelung erweitert:
+Dabei bleibt die galvanische Trennung eines Transformators erhalten.
+Allerdings wird die Funktionalität durch den Einsatz von Leistungshalbleitern und einer Regelung erweitert:
-Durch den Einsatz von Halbleitern kann die Arbeitsfrequenz erhöht und damit Baugröße stark reduziert werden,
-gleichzeitig kann eine variable Ausgangsfrequenz beziehungsweise auch Einspeisung und Erzeugung von Gleichspannungen erreicht werden.
+Durch den Einsatz von Halbleitern kann die Arbeitsfrequenz erhöht und damit Baugröße stark reduziert werden.
+Gleichzeitig kann eine variable Ausgangsfrequenz, beziehungsweise auch Einspeisung und Erzeugung von Gleichspannungen, erreicht werden.
-Ein praktisches Beispiel für das Potential von \acp{SST} ist ein von ABB entwickeltes System,
+Ein praktisches Beispiel für das Potential von \acp{SST} ist ein von der Firma ABB entwickeltes System,
das in einer Lok den schweren passiven Transformator ersetzt und Leistung vom Bahnnetz
direkt auf die Motoren überträgt \cite[Abschnitt~6.1]{Solid-state_transformers:_An_overview}.
Hier übernimmt der \ac{SST} die Rolle eines Frequenzumrichters,
während er gleichzeitig die hohe Netzspannung heruntertransformiert und galvanisch trennt.
Andere Beispiele sind der Anschluss von Batteriespeichern, Windrädern oder Solaranlagen an das lokale Netz.
-Da der \ac{SST} eine schnelle Regelung besitzt kann er auch zur Leistungsfaktorkorrektur eingesetzt werden um das Netz zu entlasten.
+Da der \ac{SST} über eine schnelle Regelung verfügt, kann er auch zur Leistungsfaktorkorrektur eingesetzt werden, um das Netz zu entlasten.
+
+Für diese Funktionen ist das Hilfsnetzteil unerlässlich, denn es stellt die Spannung bereit,
+die zum Betrieb der Regelung und zur Ansteuerung der Leistungsschalter benötigt wird.
+Das bedeutet auch, dass das Netzteil nach dem Einschalten die erste aktive Komponente ist.
+Dafür muss es direkt mit der Eingangsspannung verbunden sein.
\ No newline at end of file
diff --git a/Grundlagen.tex b/Grundlagen.tex
index a8d549fd550e34a1a769fbaa293c9346aef725e4..44e5d99e2fb697a5fe8e8e0df2ceca6b2e1c624a 100644
--- a/Grundlagen.tex
+++ b/Grundlagen.tex
@@ -3,20 +3,20 @@
\section{Anforderungen}\label{sec:anforderungen}
Die Anforderungen an die Schaltung werden aus dem Gesamtsystem des \ac{SST} abgeleitet.
Sie sind in Tabelle \ref{tab:anforderungen} zusammengefasst.
-Die Ausgangsspannung $U_{out} = \SI{15}{\volt}$ wird zur Ansteuerungen der \acsp{MOSFET}
-beziehungsweise für deren DC/DC-Wandler benötigt wird.
-Die Ausgangsleistung $P_{out} = \SI{7,5}{\watt}$ entspricht dem rechnerischen Bedarf des \ac{SST} und ein kleinem Puffer.
-Der Eingangsspannungsbereich wird im Request for Proposals \cite{requestForProposals} vorgegeben.
+Die Ausgangsspannung $U_{out} = \SI{15}{\volt}$ wird zur Ansteuerung der \acsp{MOSFET}
+beziehungsweise für deren DC/DC-Wandler benötigt.
+Die Ausgangsleistung $P_{out} = \SI{7,5}{\watt}$ entspricht dem rechnerischen Bedarf des \ac{SST} und einer Leistungsreserve von \SI{0,7}{\watt}.
+Der Eingangsspannungsbereich wird im \ac{RfP} \cite{requestForProposals} vorgegeben.
$U_{AC,min}$ entspricht einer optionalen Erweiterung der Standardanforderung.
-Der hohe geforderte Wirkungsgrad erwächst aus dem in \cite{requestForProposals} geforderten Gesamtwirkungsgrad von \SI{94}{\percent} bei \SI{300}{\watt}.
-Von den zur Verfügung stehenden \SI{18}{\watt} nimmt Hilfsspannungsversorgung mit bis zu \SI{9}{\watt} die Hälfte ein.
-Eine galvanische Trennung wäre für den Betrieb den \ac{SST} nicht zwangsläufig nötig,
+Der hohe geforderte Wirkungsgrad erwächst aus dem in \ac{RfP} geforderten Gesamtwirkungsgrad von \SI{94}{\percent} bei \SI{300}{\watt}.
+Von den zur Verfügung stehenden \SI{18}{\watt} nimmt die Hilfsspannungsversorgung mit bis zu \SI{9}{\watt} die Hälfte ein.
+Die Anforderungen an Preis und Bauraum stammen aus der Teilnahme an der \ac{IFEC}.
+So begrenzt das \ac{RfP} das Gesamtbudget auf lediglich 200 \$
+und nennt den Bauraum alls entscheidendes Bewertungskriterium, sollte es einen Gleichstand geben.
+Im geplanten modularen Design ist es sinnvoll, die Fläche auf die einer Halbbrücke zu begrenzen um sie mit diesen stapeln zu können.
+Eine galvanische Trennung wäre für den Betrieb des \acp{SST} nicht zwangsläufig nötig,
erleichtert aber das Schaltungsdesign und gibt zusätzliche Sicherheit in der Spannungsfestigkeit.
-Die Anforderungen an Preis und Bauraum stammen ebenfalls aus den Projektanforderungen.
-Als Gesamtbudget stehen lediglich $200\$$ zur Verfügung.
-Der Bauraum ist ebenfalls ein wichtiges Bewertungskriterium.
-Im geplanten modularen Design ist sinnvoll, die Fläche auf die einer Halbbrücke zu begrenzen um sie mit diesen stapeln zu können.
-
+\\
\begin{table}[h]
\begin{center}
\begin{tabular}{|l|l|}
@@ -29,7 +29,7 @@ Im geplanten modularen Design ist sinnvoll, die Fläche auf die einer Halbbrück
\hline
Ausgangsleistung $P_{out}$ & \SI{7,5}{\watt} \\
\hline
- Ausgangsspannung $U_{out}$ & \SI{15}{\watt} \\
+ Ausgangsspannung $U_{out}$ & \SI{15}{\volt} \\
\hline
Wirkungsgrad $\eta$ & $\ge \SI{85}{\percent}$ bei \SI{230}{\volt}/\SI{50}{\hertz} \\
\hline
@@ -39,7 +39,7 @@ Im geplanten modularen Design ist sinnvoll, die Fläche auf die einer Halbbrück
\hline
maximaler Bauraum (L x B x H) & $\qtyproduct[product-units = single]{50 x 50 x 25}{\milli\meter}$ \\
\hline
- Bauteilkosten bei 1000Stk. (ohne Platine) & \textless 15\euro \\
+ Bauteilkosten bei 1000Stk. (ohne Platine) & \textless\ 15 \euro \\
\hline
\end{tabular}
\caption{Anforderungen an das Netzteil}
@@ -49,24 +49,21 @@ Im geplanten modularen Design ist sinnvoll, die Fläche auf die einer Halbbrück
\section{Stand der Technik}\label{sec:stand-der-technik}
-Auf dem Markt gibt es wenige Produkte, die den weiten Spannungsbereich
+Auf dem Markt gibt es aktuell wenige Netzteile, die den weiten Spannungsbereich
bei der geforderten Leistung abdecken.
-Der Anwendungsbereich solcher Netzteile ist schlicht sehr begrenzt.
-In den meisten Fällen und Geräten ist der Nulleiter verfügbar, das Netzteil kann dann bei \SI{230}{\volt}/\SI{50}{\hertz} betrieben werden.
+Der Anwendungsbereich solcher Netzteile ist schlichtweg begrenzt.
+In den meisten Fällen und Geräten ist der Neutralleiter verfügbar.
+Das Netzteil kann dann bei \SI{230}{\volt}/\SI{50}{\hertz} betrieben werden.
Das begrenzt die Spannungsanforderungen und erlaubt die Verwendung von Komponenten mit integriertem Leistungsschalter.
-%TODO Kann ich das jetzt so schreiben?
-%! Problemo
-\begin{quote}
- Auf den Anschluss zwischen zwei Außenleitern muss nur dort zurückgeriffen werden, wo kein Nullleiter verfügbar ist.
- Die Anwendung bei \SI{400}{\volt} für den \ac{SST} ist also nicht ungewöhnlich, da dieser langfristig auch direkt am Netz agieren soll.
- Eine typische Stelle um vergleichbare Netzteile zu finden sind Drehstromzähler am Hausanschluss.
-\end{quote}
-\emph{Wo steht kein Nulleiter zur Verfügung?}
+Auf den Anschluss zwischen zwei Außenleitern muss nur dort zurückgegriffen werden, wo kein Neutralleiter verfügbar ist.
+%Die Anwendung bei \SI{400}{\volt} für den \ac{SST} ist also nicht ungewöhnlich, da dieser langfristig auch direkt am Netz agieren soll.
+%Eine typische Stelle um vergleichbare Netzteile zu finden sind Drehstromzähler am Hausanschluss.
-Das Modell {RAC15-15SK/480} der Firma RECOM erfüllt die geforderten Anforderungen weitgehend \cite{Recom-Supply}.
-Im Bezug auf seine Leistung ist es mit \SI{15}{\watt} erheblich überdimensioniert, der Wirkungsgrad ist aber höher als hier gefordert.
-Allerdings liegt der Preis mit 18,71\texteuro\ bei Abnahme von 440 Stück oberhalb der geforderten 15\texteuro\ pro Baugruppe.
+Das Modell {RAC15-15SK/480} der Firma RECOM erfüllt die Anforderungen weitgehend \cite{Recom-Supply}.
+%Im Bezug auf seine Leistung ist es mit \SI{15}{\watt} erheblich überdimensioniert, der Wirkungsgrad ist aber höher als hier gefordert.
+Der Wirkungsgrad ist hier höher als gefortert, im Bezug auf seine Leistung ist es aber mit \SI{15}{\watt} erheblich überdimentioniert.
+Allerdings liegt der Preis mit 18,71 \euro\ bei Abnahme von 440 Stück oberhalb der geforderten 15 \euro\ pro Baugruppe.
Für die Teilnahme an der \ac{IFEC} dient dieses Netzteil als Rückfallebene, sollte diese Arbeit erfolglos verlaufen.
Um Kosten zu sparen ist es dennoch ratsam, diese Arbeit voran zu bringen und eine angepasste Lösung zu suchen.
@@ -74,13 +71,13 @@ Um Kosten zu sparen ist es dennoch ratsam, diese Arbeit voran zu bringen und ein
\section{Auswahl der Topologie}
Während der Vorbereitungen auf diese Arbeit wurden verschiedene Lösungen untersucht.
-Eine Vielversprechende bestand in einem Offline-Buck-Converter in Anlehnung an Application Note \cite{AN2872-HVBuck}
+Ein vielversprechender Ansatz bestand in einem Offline-Buck-Converter in Anlehnung an Application Note \cite{AN2872-HVBuck}
mit einem VIPer16L-Chip der Firma STMicroelectronics.
-Der Vorteil dieser Schaltung besteht in ihrer Simplizität, ihre Auslegung ist nur wenig anspruchsvoller als die eines regulären Tiefsetzstellers.
+Der Vorteil dieser Schaltung besteht in ihrer Einfachheit, denn ihre Auslegung ist nur wenig anspruchsvoller als die eines regulären Tiefsetzstellers.
Allerdings bestehen zwei gravierende Nachteile:
-Zum einen kann keine galvanische Trennung von Ein- und Ausgang vorgenommen werden.
-Zum Anderen ist nach \cite[Abschnitt~4.3]{AN2872-HVBuck} für höhere Spannungen nicht mit einem Wirkungsgrad oberhalb \SI{50}{\percent} zu rechnen.
-Das ist unter anderem auf die minimalen Einschaltzeiten des integrierten Leistungsschalters zu begründen.
+zum einen kann keine galvanische Trennung von Ein- und Ausgang vorgenommen werden,
+zum anderen ist nach \cite[Abschnitt~4.3]{AN2872-HVBuck} für höhere Spannungen nicht mit einem Wirkungsgrad oberhalb \SI{50}{\percent} zu rechnen,
+was unter anderem auf die minimalen Einschaltzeiten des integrierten Leistungsschalters zurückzuführen ist.
\begin{equation}
T_{on,Buck} = \frac{U_{out}}{U_{in}} \cdot T_{PWM} = \frac{\SI{15}{\volt}}{\SI{565}{\volt}} \cdot \frac{1}{\SI{60}{\kilo\hertz}} = \SI{442}{\nano\second}
@@ -88,14 +85,27 @@ Das ist unter anderem auf die minimalen Einschaltzeiten des integrierten Leistun
\end{equation}
Schlussendlich wurde der Sperrwandler als Topologie festgelegt.
-Er kann galvanisch trennen, sein Aufbau ist überschaubar und reguläre Schaltregler-\acsp{IC} sind weit verbreitet.
+Sein Aufbau erfordert trotz galvanischer Trennung eine minimale Anzahl an Komponenten.
+Das begrenzt die Komplexität und damit auch die Kosten.
+Durch die Popularität des Sperrwandlers ist zusätzlich eine Vielzahl von integrierten Ansteuerschaltungen verfügbar.
Durch den Gebrauch eines Speichertransformators zur Energieübertragung ist er zudem besonders gut für den weiten Spannungsbereich geeignet.
-Im weiteren soll deshalb der Sperrwandler vertieft werden.
+Im weiteren soll deshalb vertieft auf den Sperrwandler eingegangen werden.
\section{Sperrwandler Grundlagen}\label{sec:grundlagen-flyback}
Abb. \ref{fig:flybackSchema} zeigt den schematischen Aufbau eines Sperrwandlers
und soll für diesen Abschnitt als Referenz dienen.
+Zu sehen sind dem Leistungsfluss nach zuerst Brückengleichrichter und Zwischenkreiskondensator $C_{Bulk}$.
+Danach folgen der Speichertransformator mit dem Windungsverhältnis $N_{PS} = \frac{N_{Pri}}{N_{Sek}}$
+und paralleler Snubberschaltung.
+\ac{MOSFET} $Q_1$ dient als Leistungsschalter, der von einem Schaltregler angesteuert wird.
+Auf der rechten Seite dann die galvanisch getrennte Sekundärwicklung mit Gleichrichterdiode und Glättungskondensator $C_{out}$
+sowie die Hilfswicklung mit $N_{Aux}$ Windungen mit ähnlicher Beschaltung.
+$N_{Aux}$ dient der Versorgung des Schaltreglers.
+Die benötigte Leistung ist entsprechend gering.
+Beim Sperrwandler können wie hier mehrere, auch isolierte, Ausgangskreise parallel betrieben werden.
+Weil diese Windungen gleichzeitig leiten, können die Spannungen über die Verhältnisse eingestellt werden.
+Die Regelung, die hier nicht eingezeichnet ist, bezieht sich dabei typischerweise auf nur eine Spannung.
\begin{figure}[h]
\begin{center}
@@ -108,10 +118,10 @@ und soll für diesen Abschnitt als Referenz dienen.
Als Gleichrichter kommt typischerweise ein Vollbrückengleichrichter zum Einsatz.
Gegenüber einem Ein-Dioden-Gleichrichter bietet er den Vorteil,
-dass für die Ladung des Zwischenkreises die doppelte Anzahl an Halbwellen zu Verfügung steht.
+dass für die Ladung des Zwischenkreises die doppelte Anzahl an Halbwellen zur Verfügung steht.
So wird die Frequenz der Eingangswechselspannung verdoppelt und entsprechend die Periode des Auf- und Entladens von $C_{Bulk}$ halbiert.
-Ebenfalls ist die Spannungsbelastung reduziert, da nie mehr als die Zwischenkreisspannung, also $U_P$ geblockt werden muss.
-Beim Ein-Dioden-Gleichrichter addiert sich die negative Halbwelle auf die Zwischenkreisspannung.
+Ebenfalls reduziert ist die Spannungsbelastung, da nie mehr als die Zwischenkreisspannung, also $U_P$, von den Dioden gesperrt werden muss.
+Beim Einweggleichrichter mit einer Diode addiert sich die negative Halbwelle auf die Zwischenkreisspannung.
Die einzelne Diode muss dann $U_{PP} = 2 V_P$ blocken, was wiederum eine Reihenschaltung aus zwei Dioden erfordern kann.
\begin{equation}
@@ -125,74 +135,124 @@ Die einzelne Diode muss dann $U_{PP} = 2 V_P$ blocken, was wiederum eine Reihens
Die Zwischenkreiskapazität $C_{Bulk}$ soll die gleichgerichtete Eingangsspannung so puffern,
dass der nachgelagerten Schaltung eine möglichst konstante Gleichspannung zur Verfügung steht.
Dafür kommen meist Elektrolytkondensatoren zum Einsatz.
-Sie bieten einen guten Kompromiss aus Preis, Spannungsfestigkeit, Kapazität und Bauteilgröße.
-Allerdings haben Elektrolytkondensatoren einen vergleichsweise großen Leckstrom $I_{Leak}$, der von Plattenfläche $A$, Plattenabstand $d$ und Betriebsspannung $U$ abhängig ist.
+Sie bieten einen guten Kompromiss zwischen Preis, Spannungsfestigkeit, Kapazität und Bauteilgröße.
+Allerdings haben Elektrolytkondensatoren einen vergleichsweise großen Leckstrom $I_{Leak}$, der von Plattenfläche $A$, Plattenabstand $d$ und Betriebs\-spannung $U$ abhängig ist.%!Trennung
Seine Höhe wird von jedem Hersteller unterschiedlich angegeben.
Würth Elektronik gibt einen Maximalwert an \cite{Wuerth-Cap},
während beispielsweise TDK in \cite{TDK-Cap} die Formel (\ref{eq:tdk-cap-I-leak}) für das Maximum angibt.
\begin{equation}
I_{Leak} = \SI{0,03}{\micro\ampere} \cdot (\frac{C_{Rated}}{\si{\micro\farad}} \cdot \frac{U_{Rated}}{U}) + \SI{15}{\micro\ampere}
+ \qquad
+ C_{Rated} = \varepsilon_0 \varepsilon_r \cdot \frac{A}{d}
\label{eq:tdk-cap-I-leak}
\end{equation}
Hier ist der Zusammenhang der Größen zu erkennen.
-Die Kapazität $C_{Rated}$ steht über die Gleichung $C = \epsilon_0 \epsilon_r \cdot \frac{A}{d}$
-für die die physischen Dimensionen des Kondensators.
-Aus der Addition von $\SI{15}{\micro\ampere}$ ist ebenfalls abzuleiten,
-dass es sich hier um eine sichere Abschätzung des Maximums geht.
-Eine genaue Bestimmung des Leckstroms im Vorhinein ist nicht durchzuführen, auch da dieser über die Lebensdauer zunimmt,
-die wiederum durch Rippelstrom, Spannungsbelastung und Temperatur beeinflusst wird.
-
+Die Kapazität $C_{Rated}$ steht für die physischen Dimensionen des Kondensators.
+An der Addition von $\SI{15}{\micro\ampere}$ ist abzuleiten,
+dass es sich hier um eine sichere Abschätzung des Maximums handelt.
+Eine genaue Bestimmung des Leckstroms ist im Vorhinein unter anderem deshalb nicht durchführbar, da dieser über die Lebensdauer zunimmt,
+welche wiederum durch Stromwelligkeit, Spannungsbelastung und Temperatur beeinflusst wird.
\subsection{Speichertransformator}\label{ssec:grundlagen-trafo}
\subsubsection{Energieübertragung}
Das Konzept des Sperrwandlers beruht auf dem Speichern von Energie in einem Magnetfeld.
-Dieses wird während der leitenden Phase auf von der Primärseite aufgeladen und
-während der sperrenden Phase auf die Sekundärseite entladen.
-
-In regulären Transformatoren ist Energiespeicherfähigkeit ungewünscht, diese sollen Energie direkt übertragen.
-Um Energie in entsprechender Größe speichern zu können muss der Transformator also modifiziert werden.
-
-In einer Induktivität wirkt der Aufbau magnetischen Flusses $\Phi$ dem Stromfluss $I$ entgegen.
-Dies geschieht bis zur Sättigung der Spule, wenn $B_{max}$ erreicht ist.
-Der magnetische Widerstand $R_m$ wirkt dem Aufbau des magnetischen Flusses entgegen.
-Ein reiner Eisenkern resultiert über seine hohe relative Permeabilität $\mu_r$ (vgl. Leitwert) in einem geringen Widerstand $R_m$.
-Das $\Phi$ kann sich fast ungehindert aufbauen und dem Strom so stark entgegenwirken, die Induktivität ist hoch.
-Allerdings kann die Spule kaum Energie speichern, der Sättigungsstrom $I_{sat}$ ist zu gering.
-
-Um diesen zu erhöhen muss die Feldstärke $H$ betrachtet werden.
-Diese ist proportional zum Spulenstrom $I$ und kann als magnetische Spannung $U_m$ betrachtet werden.
-
-Aufgrund des Zusammenhangs $\Phi=\frac{U_m}{R_m}$, der mit dem Ohmschen Gesetz vergleichbar ist, kann $I_{sat}$ über die magnetische Spannung erhöht werden.
-Um $\Phi$ konstant zu halten muss dafür der Widerstand erhöht werden.
-$\Phi$ ist an jeder Stelle des magnetischen Kreises konstant,
-entsprechend kann ein zweiter magnetischer Widerstand in Reihenschaltung in den Kern eingebracht werden.
-
-Dieser nimmt die Form eines Luftspalts an.
-Der so erhöhte magnetische Widerstand $R_{m,Luft}$ erlaubt also einen höheren Sättigungsstrom und damit eine verbesserte Energiespeicherfähigkeit.
-Allerdings wirkt $R_m$ auch dem Aufbau des Magnetfelds entgegen wodurch die Induktivität verringert wird.
+Dieses wird während der leitenden Phase auf der Primärseite aufgeladen und
+während der sperrenden Phase auf der Sekundärseite entladen.
+
+In regulären Transformatoren ist Energiespeicherfähigkeit unerwünscht, da diese die Energie direkt übertragen sollen.
+Um Energie in entsprechender Größe speichern zu können, muss der Transformator also modifiziert werden.
+
+% Ulrich "Diese Sätze klingen unverständlich oder zum Teil falsch. Überlegen Sie nochmal genau, was Sie aussagen wollen."
+% Ulrich "Evtl. besser mit Formeln und Bildern arbeiten?"
+%In einer Induktivität wirkt der Aufbau des magnetischen Flusses $\Phi$ dem Stromfluss $I$ entgegen.
+%Dies geschieht bis zur Sättigung der Spule, wenn $B_{max}$ erreicht ist.
+%Der magnetische Widerstand $R_m$ wirkt dem Aufbau des magnetischen Flusses entgegen.
+%Ein reiner Eisenkern resultiert über seine hohe relative Permeabilität $\mu_r$ (vgl. Leitwert) in einem geringen Widerstand $R_m$.
+%Das $\Phi$ kann sich fast ungehindert aufbauen und dem Strom so stark entgegenwirken.
+%Die Induktivität ist hoch.
+%Allerdings kann die Spule kaum Energie speichern.
+%Der Sättigungsstrom $I_{sat}$ ist zu gering.
+% Ulrich
+
+Die Energie die in einem Magnetfeld gespeichert ist kann mit $E=I^2\cdot L$ bestimmt werden.
+Zur Erhöhung der gespeicherten Energie kann also die Induktivität L vergrößert werden.
+Diese wird allerdings durch die Schaltfrequenz beziehungsweise die maximale Ladedauer begrenzt.
+Das geht aus \cite[Gleichung 7]{Infineon-DCM-2-8} hervor:
+
+\begin{equation}
+ L_{Pri,max} = \frac{V_{DCmin} \cdot D_{max}}{I_{pri} \cdot f_{sw,max}}
+\end{equation}
+
+Darüber hinaus kann eber der Strom $I$ erhöht werden.
+Dieser wird durch die Sättigung des Transformatorkerns bei $B_{max}$ begrenzt.
+Um bei gleichem magnetischen Fluss $B$ den Strom durch die Spule erhöhen zu können, muss der magnetische Widerstand $R_m$ des Kerns erhöht werden.
+Dies geschieht durch das Einbringen eines Luftspaltes.
+Der somit erhöhte magnetische Widerstand erlaubt einen höheren Sättigungsstrom $I_{sat}$ und damit eine verbesserte Energiespeicherfähigkeit.
+Ein erhöhter magnetischer Widerstand senkt wiederum die Induktivität.
Dieser Zusammenhang wird über den $A_L$-Wert angegeben.
-Er bezeichnet für einen Kern mit bestimmten Luftspalt die Induktivität pro Windung und wird von Hersteller angegeben.
+Er bezeichnet für einen Kern mit bestimmten Luftspalt die Induktivität pro Windung und wird vom Hersteller angegeben.
+
+
+%Um diesen zu erhöhen muss die Feldstärke $H$ betrachtet werden.
+%Diese ist proportional zum Spulenstrom $I$ und kann als magnetische Spannung $U_m$ betrachtet werden.
+%
+%Aufgrund des Zusammenhangs $\Phi=\frac{U_m}{R_m}$, der mit dem Ohmschen Gesetz vergleichbar ist, kann $I_{sat}$ über die magnetische Spannung erhöht werden.
+%Um $\Phi$ konstant zu halten, muss dafür der Widerstand erhöht werden.
+%$\Phi$ ist an jeder Stelle des magnetischen Kreises konstant,
+%entsprechend kann ein zweiter magnetischer Widerstand in Reihenschaltung in den Kern eingebracht werden.
+%
+%Dieser nimmt die Form eines Luftspalts an.
+%Der so erhöhte magnetische Widerstand $R_{m,Luft}$ erlaubt also einen höheren Sättigungsstrom und damit eine verbesserte Energiespeicherfähigkeit.
+%Allerdings wirkt $R_m$ auch dem Aufbau des Magnetfelds entgegen wodurch die Induktivität verringert wird.
+
\subsubsection{Übersetzungsverhältnis} % Polarität hier?
-Damit der Transformator aber überhaupt ein Magnetfeld aufbauen kann muss verhindert werden,
+Damit der Transformator überhaupt ein Magnetfeld aufbauen kann, muss verhindert werden,
dass während der Einschaltphase auf der Sekundärseite Strom fließt.
Dementsprechend muss die Spannung, die auf der Sekundärseite induziert wird, abgeblockt werden.
Dies wird mit einer Gleichrichterdiode erreicht, die in Reihe mit der Sekundärwicklung geschaltet wird.
-Bei einem Wicklungsverhältnis von $N_{PS}=1$ würde die Diode die gesamte Zwischenkreisspannung erfahren.
+Bei einem Wicklungsverhältnis von $N_{PS}=1$ müsste die Diode $U_{Bulk} + U_{out}$ sperren.
Mit einem höheren Windungsverhältnis kann die Spannungsbelastung auf der Sekundärseite gesenkt werden.
-So wird es möglich dort eine Schottkydiode mit verbesserten Schalteigenschaften zu nutzen.
+So wird es möglich, dort eine Schottkydiode mit verbesserten Schalteigenschaften zu nutzen.
Während der Ausschaltphase fließt der Strom dann auf der Sekundärseite und magnetisiert den Kern ab.
So wird wiederum eine Spannung auf der Primärseite induziert, man spricht von der reflektierten Spannung $U_R$.
Sie entspricht der Summe aus Ausgangsspannung und Vorwärtsspannung der Gleichrichterdiode,
die wiederum mit Kehrwert des Windungsverhältnises auftritt und vom \ac{MOSFET} geblockt wird.
Ãœber eine Variation von $N_{PS}$ kann also die Verteilung der Spannungen eingestellt werden.
-Die Gleichrichterdiode kann vom \ac{MOSFET} entlastet werden und andersrum.
+Die Gleichrichterdiode kann vom \ac{MOSFET} entlastet werden und andersherum.
+
+\subsection{\acs{MOSFET}}
+
+\begin{figure}[h]
+ \begin{minipage}[c]{0.48\linewidth}
+ \includegraphics[width=\linewidth]{Bilder/EinschaltPhase.pdf}
+ \caption{Spannungen während der Einschaltphase}
+ \label{fig:EinschaltPhase}
+ \end{minipage}
+ \hfill
+ \begin{minipage}[c]{0.48\linewidth}
+ \includegraphics[width=\linewidth]{Bilder/AusschaltPhase.pdf}
+ \caption{Spannungenwährend der Ausschaltphase}
+ \label{fig:AusschaltPhase}
+ \end{minipage}
+\end{figure}
+
+Die maximale Spannung am \ac{MOSFET} liegt im Ausschaltmoment an.
+Das ergibt sich aus der, in Abb. \ref{fig:AusschaltPhase} abgebildeten Masche.
+
+\begin{equation}
+ U_{Q,max} = U_{Bulk} + U_R + U_{Spike} = U_{Bulk} + U_{out} \cdot N_{PS} + U_{Spike}
+ \label{eq:uQmaxTheo}
+\end{equation}
+
+Zur Sicherheit sollte auf die Durchschlagspannung des \acp{MOSFET} ein Puffer von $\approx\SI{30}{\percent}$ aufgeschlagen werden.
+Darüber hinaus sollte eine Snubberschaltung eingesetzt werden.
\subsection{Snubberschaltung}
@@ -206,30 +266,32 @@ Die Gleichrichterdiode kann vom \ac{MOSFET} entlastet werden und andersrum.
Der Speichertransformator besitzt wie jedes magnetische Bauteil mit mehreren Wicklungen eine Streuinduktivität $L_{Leak}$.
Diese kann, wie in Abb. \ref{fig:Lleak}, in Reihe mit der primären Transformatorwicklung betrachtet werden.
-Sie beschreibt den Teil des Magnetfelds, der nicht mit der Sekundärwicklung koppelt und deshalb auch nicht von dieser abmagnetisiert werden kann.
-Während sich $L_{Pri}$ über den idealen Transformator entladen kann entwickelt $L_{Leak}$
-im Ausschaltmoment eine Spannungsspitze $U_{Spike}$ um dem Abreißen des Stromflusses entgegen zu wirken.
+Sie beschreibt den Teil des Magnetfelds, der nicht mit der Sekundärwicklung gekoppelt ist und deshalb auch nicht von dieser abmagnetisiert werden kann.
+Während sich $L_{Pri}$ über den idealen Transformator entladen kann, entwickelt $L_{Leak}$
+im Ausschaltmoment eine Spannungsspitze $U_{Spike}$, um dem Abreißen des Stromflusses entgegen zu wirken.
Wird diese nicht begrenzt, kann sie den \ac{MOSFET} zerstören.
Eine erste Dämpfung geschieht durch die parasitäre Drain-Source-Kapazität des \acp{MOSFET}.
-Dieser Schwingkreis resultiert is der ersten, schnellen Oszillation in Abb. \ref{fig:QR-Verlauf}.
-Ist die, in $L_{Leak}$ gespeicherte Energie allerdings zu groß kann $U_{Spike}$ trotzdem zu groß werden.
+Dieser Schwingkreis resultiert in der ersten, schnellen Oszillation in Abb. \ref{fig:QR-Verlauf}.
+Ist die in $L_{Leak}$ gespeicherte Energie allerdings zu groß, kann $U_{Spike}$ trotzdem zu groß werden.
In jedem Fall sollte aber die Oszillation gedämpft werden.
-Dafür stehen verschiedene Snubberschaltungen zur Verfügung, in diesem Fall soll die RCD-Clamp betrachtet werden.
-Sie besteht, der Bezeichnung entsprechend aus je einem parallelgeschalteten Widerstand und Kondensator in Reihe mit einer Diode.
+Dafür stehen verschiedene Snubberschaltungen zur Verfügung.
+In diesem Fall soll die RCD-Clamp betrachtet werden.
+Sie besteht - der Bezeichnung entsprechend - aus je einem parallelgeschalteten Widerstand und Kondensator in Reihe mit einer Diode.
Die RCD-Clamp wird parallel zur Primärwicklung und damit zur Leckinduktivität geschaltet.
Die Klemmfunktion der RCD-Clamp resultiert aus dem Zusammenspiel von Kapazität und Widerstand.
Der Strom der Streuinduktivität lädt $C_{Cl}$ auf, $U_{Spike}$ entspricht also $U_{Clamp}$.
-$R_{Cl}$ bestimmt über die Zeitkonstante des RC-Glieds wie weit sich $C_{Cl}$ bis zum nächsten Schaltvorgang entlädt.
-Ist $U_{Spike}$ gering, so entlädt sich $C_{Cl}$ über die Schaltperiode kaum, die Klemmung tritt dann nicht in Kraft.
+$R_{Cl}$ bestimmt über die Zeitkonstante des RC-Glieds, wie weit sich $C_{Cl}$ bis zum nächsten Schaltvorgang entlädt.
+Ist $U_{Spike}$ gering, so entlädt sich $C_{Cl}$ über die Schaltperiode kaum.
+Die Klemmung tritt dann nicht in Kraft.
Bei höheren Spannungen fällt die Spannung durch die Entladung über $R_{Cl}$ so weit, dass $C_{Cl}$ wieder Energie aufnehmen kann.
-
+\clearpage
\subsection{Quasi-Resonante Regelung}\label{ssec:grundlagen-qr}
-In der Leistungselektronik ist es von großer Relevanz Schaltverluste zu minimieren.
-Eine Art Schaltverluste zu eliminieren ist das \acf{ZVS}, also das Schalten wenn keine Spannung am Transistor anliegt.
-Das kann mit der Quasi-Resonanten Regelung nur in wenigen Fällen erreicht werden.
-Eine Reduktion der Transistorspannung genügt allerdings schon um die Schaltverluste zu verringern.
+In der Leistungselektronik ist es von großer Relevanz, Schaltverluste zu minimieren.
+Eine Art Schaltverluste zu eliminieren ist das \acf{ZVS}, also das Schalten, wenn keine Spannung am Transistor anliegt.
+Das kann mit der \acf{QR} Regelung nur in wenigen Fällen erreicht werden.
+Eine Reduktion der Transistorspannung genügt allerdings schon, um die Schaltverluste zu verringern.
Grundlegend kann der Spannungsverlauf am \ac{MOSFET} im \ac{DCM} in drei Phasen unterteilt werden:
@@ -244,44 +306,52 @@ so ist die Drain-Source-Kapazität $C_{DS}$ des \acp{MOSFET} noch mit $U_R$ gela
$C_{DS}$ entlädt sich jetzt über die Primärinduktivität $L_{Pri}$ des Speichertransformators.
So wird ein Schwingkreis gebildet, dessen Resonanz deutlich langsamer ist als die der ersten Oszillation mit $L_{Leak}$.
Beide sind in Abb. \ref{fig:QR-Verlauf} zu sehen.
-Es ist zu erkennen, dass die Spannung nach der Entladung um $U_R = \SI{100}{\volt}$ auf $U_{Bulk} = \SI{150}{\volt}$ absinkt
+Es ist zu erkennen, dass die Spannung nach der Entladung um $U_R = \SI{100}{\volt}$ auf $U_{Bulk} = \SI{100}{\volt}$ absinkt
und mit entsprechender Amplitude oszilliert.
+%TODO Ulrich "Evtl. die Werte (UR,UBulk) und die 3 Phasen in das Diagramm einzeichnen, um es besser zu verstehen. (Siehe Abb.)"
\begin{figure}[h]
\begin{center}
\includegraphics[width=0.8\linewidth]{./Bilder/QR-Verlauf.png}
- \label{fig:QR-Verlauf}
\caption{Realer Verlauf der \acs{MOSFET}-Spannung}
+ \label{fig:QR-Verlauf}
\end{center}
\end{figure}
-Das Konzept der QR-Regelung beruht nun auf dem Ausnutzen dieser Schwingung.
+Das Konzept der \ac{QR} Regelung beruht nun auf dem Ausnutzen dieser Schwingung.
Durch das Schalten in deren Tiefpunkten kann die Schaltspannung um bis zu $U_R$ reduziert werden.
Ist $U_{Bulk}$ klein oder $U_R$ groß genug, wird auch \ac{ZVS} möglich.
Einfachere Schaltregler schalten immer im ersten Tiefpunkt und koppeln damit ihre Schaltfrequenz umgekehrt proportional an Eingangsspannung beziehungsweise Last.
-Fortgeschrittene Regler wie der hier verwendete 'UCC28730' besitzen die Funktion des 'Valley Skipping', können als Tiefpunke überspringen.
-So wird kann nicht nur die Amplitude des Stroms, sondern auch die Frequenz moduliert werden.
-Die Komplexität dieser Regelungsart wird zusätzlich dadurch erschwert,
-dass die Frequenz nur in den diskreten Schritten der Resonanzfrequenz variiert werden kann.
+Fortgeschrittene Regler wie der hier verwendete 'UCC28730' besitzen die Funktion des 'Valley Skipping', können also Tiefpunkte überspringen.
+So kann nicht nur die Amplitude des Stroms, sondern auch die Frequenz moduliert werden.
+Die Komplexität dieser Regelungsart ist zusätzlich erhöht,
+da die Frequenz nur in den diskreten Schritten der Resonanzfrequenz variiert werden kann.
+
\subsection{Gleichrichterdiode und Glättung}
-Herabgesetzte Eingangsspannung, Frequenzgang von Kondensatoren
Die einfache Sekundärseite ist einer der Vorteile des Sperrwanders.
-sie besteht neben der Transformatorwicklung lediglich aus einer Gleichrichterdiode und einem Glättungskondensator.
+Sie besteht neben der Transformatorwicklung lediglich aus einer Gleichrichterdiode und einem Glättungskondensator.
+
+Wie in \ref{ssec:grundlagen-trafo} beschrieben und in Abb. \ref{fig:EinschaltPhase} dargestellt muss die Diode die während der Einschaltphase induzierte Spannung sperren.
+Sie wird typischerweise durch das Windungsverhältnis $N_{PS}$ reduziert.
+
+\begin{equation}
+ U_D = U_{Bulk} \cdot \frac{1}{N_{PS}} + U_{out}
+ \label{eq:uDTheo}
+\end{equation}
-Wie in \ref{ssec:grundlagen-trafo} beschrieben muss die Diode die, während der Einschaltphase induzierte Spannung blocken.
-Sie wird typischerweise durch das Windungsverhältnis $N_{PS}$ reduziert, wodurch eine Schottkydiode verwendet werden kann.
-Diese haben keinen Reverse-Recovery-Effekt und können deshalb erheblich schneller umschalten.
-Das ist hier notwendig um dem Abmagnetisierungsstrom schnell einen Pfad zu öffnen.
+So kann eine Schottkydiode verwendet werden.
+Diese hat keinen Reverse-Recovery-Effekt und kann deshalb erheblich schneller schalten.
+Das ist hier notwendig, um dem Abmagnetisierungsstrom schnell einen Pfad zu öffnen.
Eine zu langsam schaltende Diode würde den Effekt einer vergrößerten Streuinduktivität annehmen
-und eine vergrößerte Spannungsspitze am \ac{MOSFET} mit entsprechende Verluste erzeugen.
+und eine vergrößerte Spannungsspitze am \ac{MOSFET} mit entsprechenden Verlusten erzeugen.
Der Glättungskondensator hat zwei Aufgaben:
-Zum einen reduziert er mit seiner Kapazität den Ausgangsrippel, der durch die Schaltperioden entstaht.
-Zum anderen soll er hochfrequente Störungen, die durch Schalten und Resonanzen entstehen, filtern.
+er reduziert zum einen mit seiner Kapazität den Ausgangsripple, der durch die Schaltperioden entsteht,
+zum anderen soll er hochfrequente Störungen, die durch Schalten und Resonanzen entstehen, filtern.
Für diese Fähigkeit ist die \ac{ESR} des Kondensators ausschlaggebend.
-Ist diese wie bei Elektrolytkondensatoren recht groß, liegt die Grenzfrequenz im Rahmen des Rippels.
+Ist diese wie bei Elektrolytkondensatoren recht groß, liegt die Grenzfrequenz im Rahmen des Ripples.
Durch einen parallelen Keramikkondensator kann eine verringerte \ac{ESR} bei gleichzeitig großer Kapazität erreicht werden.
\ No newline at end of file
diff --git a/Literatur.bib b/Literatur.bib
index f75b1e1742089a35042b178c11c8f4f3275a8a1c..4e2a01ed1e70166952fd4ecd386e49b7375928ab 100644
--- a/Literatur.bib
+++ b/Literatur.bib
@@ -113,4 +113,20 @@ year = {2021}
publisher = {Hochschule Reutlingen},
title = {Schaltungstechnik in der Leistungselektronik - Folien zur Vorlesung},
year = {2022}
+}
+
+@online{requestForProposals,
+ author = {IEEE},
+ title = {{The 2023 International Future Energy Challenge - Request for Proposals}},
+ year = 2022,
+ howpublished = {\url{https://energychallenge.weebly.com/uploads/6/4/2/8/6428791/15092022_ifec_rfp_2023.pdf}},
+ urldate = {10.12.2022},
+ note = {Abgerufen: 10.12.2022}
+}
+
+@book{Schlienz-Buch,
+ author = {Ulrich Schlienz},
+ publisher = {Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH,},
+ title = {Schaltnetzteile und ihre Peripherie},
+ year = {2007}
}
\ No newline at end of file
diff --git a/Realisierung.tex b/Realisierung.tex
index d4ebb66bc8d3afe2d6b393661b98ed4d98efded6..af8adb43dc9fbda94d9adb6105f53661048c54db 100644
--- a/Realisierung.tex
+++ b/Realisierung.tex
@@ -12,149 +12,218 @@ Sie enthält weniger fortgeschrittene Features,
ermöglicht so aber einen einfacheren Einstieg und
eine flachere Lernkurve als vergleichbare Programme.
+Die Symbole und Footprints der Bauteile stammen aus der umfangreichen Bibliothek von KiCad,
+vom Distributor Mouser Electronics oder werden selbst nach den Angaben in den Datenblättern erstellt.
+Insbesondere die Footprints müssen in jedem Fall kontrolliert werden,
+da ein falscher Footprint die gesamte Platine unbrauchbar machen kann.
+Symbol und Footprint des RM8-Transformators werden von Prof. Ulrich bereitgestellt.
+
\subsection{Schaltplan}
-Bezüglich des Schaltplans ist anzumerken, dass einige Werte, wie $R_{CS}$ und $R_{LC}$ bereits
-festgelegt wurden bevor alle Details über die Schaltung bekannt waren.
-Eine Nachbeschaffung der Bauteile korrekten Bauteile war zum Zeitpunkt der Korrektur
-nichtmehr möglich wodurch es Abweichungen zwischen Kapitel \ref{chap:dimensionierung} Dimensionierung und Schaltplan gibt.
+Einige Werte/Bauteile wurden bereits festgelegt bevor alle Details über die Schaltung bekannt waren.
+Eine Nachbeschaffung der korrekten Bauteile war zum Zeitpunkt der Korrektur
+nicht mehr möglich, wodurch es zu Abweichungen zwischen Kapitel \ref{chap:dimensionierung} Dimensionierung und Schaltplan kommt.
Die Angaben in \ref{chap:dimensionierung} entsprechen in diesem Fall den korrekten Werten.
Der Aufbau und die Inbetriebnahme werden mit den im Schaltplan abgebildeten Bauteilen durchgeführt.
+Konkret betrifft das zum Beispiel den Strommesswiderstand $R110$, der hier auf einen maximalen Strom von 500mA dimensioniert wurde.
+
+Der gesamte Schaltplan ist in Anhang \ref{ap:schaltplan} zu finden.
+
+\subsection{Primärseite}
+\begin{figure}[h]
+ \begin{center}
+ \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Bilder/schaltplanPri.png}
+ \caption{Beschaltung des Schaltreglers}
+ \label{fig:schaltplanPri}
+ \end{center}
+\end{figure}
+Als Ein- und Ausgänge werden Headerpins verwendet.
+Pro Pin wird dabei von einer Stromtragfähigkeit von maximal \SI{500}{\milli\ampere} ausgegangen.
+Am Ausgang werden deshalb zwei Pins vorgesehen.
+Der Leistungsfluss findet von links nach rechts statt.
+
+Ganz links zuerst der Gleichrichter und die in Abschnitt \ref{ssec:problematikDerHohenSpannung} beschriebene Reihenschaltung der Elektrolytkondensatoren
+sowie deren Klemmung durch Zenerdioden.
+Die Zwischenkreisspannung soll zusätzlich durch den Keramikkondensator C117 gepuffert werden.
+Aufgrund der geringeren \ac{ESR} dient er als Bypass für höhere Frequenzen, die durch das Schalten des \acp{MOSFET} entstehen.
+Weil die Kapazität von Keramikkondensatoren mit anliegender Gleichspannung sinkt, wird C117 mit einer Nennspannung von \SI{1000}{\volt} dimensioniert.
+
+Danach die Snubberschaltung in Abb. \ref{fig:schaltplanPri}, die hier auf einen erheblich kleineren Strom eingestellt wurde als in Abschnitt \ref{sec:dimSnubber}.
+Sie wird durch einen zweiten Widerstand erweitert.
+Das halbiert zum einen die Verlustleistung pro Widerstand und senkt somit die Temperatur, zum anderen wird so die Spannungsfestigkeit der Widerstände gesichert.
+Abhängig von ihrer Bauform sind \acs{SMD}-Widerstände nur bis zu bestimmten Spannungen geeignet.
+Bei R102 und R103 sind das jeweils \SI{150}{\volt}, also weniger als die Klemmspannung von \SI{240}{\volt}.
+
+Wie bei den Widerständen des Snubbers muss auch bei $R_{CS}$ beziehungsweise R110 auf die Verlustleistung geachtet
+und gegebenenfalls eine größere Bauform gewählt werden.
+Zum Zeitpunkt des Platinenentwurfs wurde ein 0805-Widerstand als ausreichend angenommen,
+in einer weiteren Iteration sollte aber eine größere Bauform eingesetzt werden.
+
+Für die tatsächliche Beschaltung des Schaltreglers dient der zugehörige User's Guide \cite{EVM-552-UCC28730} als zusätzliche Orientierung.
+Aufgrund des geringen Stroms von \SI{250}{\micro\ampere} in den HV-Pin wird der Widerstand $R105$ keinen relevanten Spannungsabfall erzeugen.
+Er kann aber die Gefahr eines Kurzschlusses begrenzen.
+Der \ac{MOSFET} wird nicht wie in Abb. \ref{fig:ic-flyback} direkt an den DRV-Pin angeschlossen, sondern es wird ein Netzwerk aus Widerständen und Diode eigefügt.
+Über dieses kann das Schaltverhalten des \acp{MOSFET} verändert werden.
+Durch die Diode kann das Sperren im Vergleich zum Einschalten beschleunigt werden.
+Weil das nur notwenig wird, falls Störungen auftreten, wird die Diode D105 nicht und R105 als Brücke bestückt.
+Obwohl das Datenblatt kein Filter am Current-Sense-Pin vorsieht, wird in \cite{EVM-552-UCC28730} hier mit $R_{LC}$ ein Tiefpass ausgeführt.
+Seine Grenzfrequenz liegt bei \SI{8}{\mega\hertz}.
+Es sollen also nur sehr hochfrequente Störungen gefiltert werden.
+Dieses Filter wird hier ebenfalls ausgeführt, $R_{LC}$ wurde ursprünglich mit \SI{2,2}{\kilo\ohm} dimensioniert.
+Weil die Kapazität hier für die Grenzfrequenz relevant ist, wird das Material NP0 ausgewählt.
+So unterliegt die Kapazität von C110 keinem DC-Bias.
+
+\begin{equation}
+ f_G = \frac{1}{2 \pi R C} = \SI{8}{\mega\hertz}
+ \qquad
+ C110 = \frac{1}{2 \pi R_{LC} f_G} = \SI{9}{\pico\farad}
+\end{equation}
-\emph{Anmerkungen zum Schaltplan, der in In Anhang unter \ref{ap:schaltplan} zu finden ist.}
-\begin{itemize}
- \item C-Bulk-Ceramic(C117) reduziert ESR, verkürtzt Masche
- \item Snubber mehrere Widerstände wegen Hitze, Spannung + C NP0 wegen Spannung
- \item Tiefpass nach EVM \cite{EVM-552-UCC28730}
-\end{itemize}
+Das Symbol des Speichertransformators wird nach Bedarf verändert.
+Weil dieser selbst gewickelt wird, kann die Belegung der Pins so erfolgen, wie es für das Layout Sinn ergibt.
+Der Kern wird von zwei Blechklammern zusammengepresst.
+Diese werden zur Befestigung an der Platine mit Pin 13 und 14 angelötet.
+So kann eine Erdung des Kerns erfolgen.
+Weil die Klammern Durchsteckkontakte besitzen, ist es einfacher, diese Pins später mit einer Masse zu verbinden,
+als eine bestehende Leiterbahn mit entsprechendem Isolationsabstand aufzutrennen.
+Sie werden deshalb vorerst nicht angeschlossen.
+\subsection{Sekundärseite}
+\begin{figure}[h]
+ \begin{center}
+ \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Bilder/schaltplanSek.png}
+ \caption{Wegen UCC24650 veränderte Sekundärseite}
+ \label{fig:schaltplanSek}
+ \end{center}
+\end{figure}
+Hier wird stark von der Grundschaltung abgewichen.
+Das liegt an der Verwendung des Wake-Up-\acp{IC} 'UCC24650'.
+Er wird benötigt um das transiente Verhalten bei Lastsprüngen, insbesondere aus dem Leerlauf, zu verbessern.
+Weil der primärseitige Schaltregler die Ausgangsspannung nur unmittelbar nach dem Ausschalten über die Induktion in der Hilfwicklung erfassen kann,
+ist es möglich, dass ein sprunghaft gestiegener Laststrom die Ausgangskapazität stark entlädt, bevor die Regelung innerhalb einiger Schaltzyklen darauf reagieren kann.
+Hier kommt der Wake-Up-\ac{IC} ins Spiel.
+Er überwacht seine Betriebsspannung und sendet bei einem Abfall dieser um \SI{3}{\percent} einen definierten Impuls in die Hilfswicklung.
+Dieser wird vom Schaltregler erfasst, der daraufhin unmittelbar mehrere Schaltzyklen mit erhöhter Leistung ausführt, bevor der Regelbetrieb wieder aufgenommen wird.
+So kann gegebenenfalls die Ausgangskapazität verringert werden, da das Übertragungsverhalten beschleunigt wird.
+Im Bezug auf das Anwendungsziel \ac{SST} ist es wahrscheinlich, dass weder erhebliche Lastsprünge, noch ein Leerlauf überhaupt eintreten, da die DC/DC-Wandler der Halbbrücken im Leerlauf
+in Summe \textgreater \SI{100}{\milli\ampere} verbrauchen.
+Damit der Wake-Up-\ac{IC} den Impuls in die Sekundärwicklung einbringen kann, muss die Gleichrichterdiode $D104$ in den Massepfad verschoben werden.
+Das ist in Abb. \ref{fig:schaltplanSek} zu sehen.
+Das hat keine Auswirkung auf die Funktion der Schaltung.
+Parallel zur Diode wird ein RC-Snubber vorgesehen, aber nicht bestückt.
+Sollte es bei der Inbetriebnahme zu Spannungsspitzen kommen kann, er nachgerüstet werden.
+Die Glättung der Ausgangsspannung erfolgt, wie in Abschnitt \ref{ssec:dim-outFilter} beschrieben.
-\section{Layout}
-\begin{itemize}
- \item kleine Masche C117 hinten
- \item Isolationsabstände
- \item Orientierung an Application Notes/Datenblättern
- \item
-\end{itemize}
+Unten rechts im Schaltplan ist ein 5V-Buck Converter eingezeichnet.
+Er wird für den \ac{SST} benötigt und hat keine Bedeutung für diese Arbeit.
-Für das Layout werden nach Möglichkeit große 'Hand Soldering' Footprints verwendet um den späteren Aufbau zu vereinfachen.
-Das bedeutet insbesondere bei den Dioden einen großen Platzbedarf.
+\section{Layout}
+
+Für das Layout werden nach Möglichkeit große 'Hand Soldering' Footprints verwendet, um den späteren Aufbau zu vereinfachen.
+Das bedeutet insbesondere bei den Dioden einen größeren Platzbedarf.
Die Größe der Platine spielt aber für den ersten Aufbau eine untergeordnete Rolle.
-Relevanter sind sowohl Funktion als auch Mess- und Korrigierbarkeit.
+Relevanter sind die Funktion, zu Zugänglichkeit für Messungen sowie Korrigierbarkeit von möglichen Fehlern.
Deshalb werden viele Testpunkte und alle DNF-Komponenten im Layout vorgesehen.
-So könnte während der Inbetriebnahme die Ansteuerung des Gates einfach angepasst werden.
+So könnte während der Inbetriebnahme die Ansteuerung des \ac{MOSFET}-Gates einfach angepasst werden.
Messungen können durch die Testpunkte einfacher und sicherer durchgeführt werden,
als wenn die Testspitzen direkten Kontakt mit der Platine haben müssten.
-Ein kompaktes Design steht Flexibilität diametral gegenüber, kann aber bei, sobald die Funktion sichergestellt ist optimiert werden.
+Ein kompaktes Design steht Flexibilität diametral gegenüber, kann aber, sobald die Funktion sichergestellt ist, optimiert werden.
+
+Da die Platinen bei Aisler bestellt werden sollen werden die entsprechenden Design-Regeln, wie zum Beispiel der Mindestabstand von Leiterbahnen, von dort bezogen.
+Diese Grenzwerte sollten zwar generell nicht ausgereizt werden, auf der Primärseite müssen aber weit überschritten werden.
+Der Industriestandard IPC-2221 gibt Isolationsabstände für Leiterbahnen mit verschiedenen Spannungsunterschieden vor.
+So muss der Isolations-Abstand zwischen den Netzen von Zwischenkreisspannung und Masse beispielsweise mindestens \SI{2,85}{\milli\meter} betragen.
+Weil das Netzklassen-System von KiCad nicht fein genug eingestellt werden kann um Abstände zwischen verschiedenen Netzen einzurichten werden die Abstände manuell überprüft.
-Isolationsabstände sind in IPC 2221 vorgegeben und nicht so pragmatisch zu handhaben wie zusätzlihe Testpunkte oder größere Footprints.
-IPC 2221 gibt Mindestabstände für Leiterbahnen vor, die von
+Für die Beschaltung der \acp{IC} werden die jeweiligen Datenblätter zurate gezogen.
+Diese bieten eine detailliertes und geprüftes Design, das nach Bedarf angepasst werden kann.
+So wird der Anschluss des HV-Pins hier auf der Unterseite der Platine geführt um die Isolationsabstände zu vergrößern.
+Aufgrund der seiner Größe kann der Bypass-Kondensator C117 nicht sinnvoll auf der Vorderseite montiert werden.
+Seine Platzierung auf der Rückseite erlaub eine massive Verkleinerung der Masche.
+Da mit C117 ohnehin ein Bauteil auf der Rückseite verlötet werden muss ist,
+bietet es sich an, weitere Komponenten, dorthin zu verlegen um einen kompakteren Aufbau zu erzielen.
+Das ist beispielsweise mit der Beschaltung des \ac{MOSFET}-Gates möglich.
+Die seitlichen Kontakte deuten den Formfaktor eines seitlich steckbaren Moduls bereits an, vollenden diesen aber nicht.
-Beim ersten Layout stehen die Funktion und die Fehlersuche im Fordergrund, daher werden alle optionalen Bauteile vorgesehen.
-Auch werden viele Testpunkte vorgesehen um Messungen durchführen zu können.
+Das Layout ist in Anhang \ref{ap:layout} zu finden.
+Der Bauraum überschreitet mit $\qtyproduct[product-units = single]{68 x 53 x 20}{\milli\meter}$
+die geforderten Maße, enthält aber zusätzlich den \SI{5}{\volt}-Buck Converter.
\section{Aufbau}%/Löten
-\begin{itemize}
- \item Platine von Aisler
- \item ESD-Schutz
- \item Vorgehen nach Komplexität \& Größe
-\end{itemize}
+Nach Sichtprüfung der Platinen werden die Bauteile manuell aufgelötet.
+Dabei wird nach Komplexität und Bauteilgröße vorgegangen.
+Desto mehr Anschlüsse ein Bauteil hat und desto kleiner es ist, umso früher wird es verlötet.
+Zuletzt folgen die Komponenten mit Durchsteckkontakten.
-\section{Speichertransformator}\label{sec:impl-trafo}
+Bei den Halbleiterbauteilen ist auf ausreichenden \ac{ESD}-Schutz zu achten.
+Dieser erfolgt durch eine \ac{ESD}-Matte und ein damit verbundenes Erdungsband.
+Sie gleichen mögliche Ladungen zwischen Arbeitsplatz und Haut aus.
+Durch eine Verbindung der Matte mit der Schutzerde werden sie kontrolliert abgeleitet.
+So wird verhindert, dass elektrostatische Entladungen die Bauteile beschädigen können.
-\subsection{Auswahl der Wickeldrähte}\label{ssec:auswahl-der-wickeldraehte}
+Weil dieser zum Zeitpunkt des Aufbaus nicht verfügbar ist kann C117 nicht angeschlossen werden.
+Dadurch ist mit größerer elektromagnetischer Abstrahlung der Primärseite zu rechnen.
-Anhand einer Stromdichte, die in \cite[Abschnitt~2.8]{AN4137-onsemi-Trafo} mit $J = \SI{5}{\frac{\ampere}{\milli\meter\squared}}$
-empfohlen wird kann zunächst der mindestens benötigte Leiterquerschnitt bestimmt werden.
-Aus diesem wiederum ergibt sich der Durchmesser $d$ der Wickeldrähte.
-Die Höhe von $J$ ist ein Kompromiss aus Baugröße, Leiterverlusten, Verlusten durch Skin-Effekt und Kosten.
+Um die anschließenden Messungen nicht zu beeinflussen werden der Wake-Up-\ac{IC}, seine Peripherie,
+sowie der \SI{5}{\volt}-Buck Converter ebenfalls nicht aufgebaut.
-\begin{equation}
- A_{Pri} = \frac{I_{Pri,Eff}}{J}
- \qquad
- A_{Sek} = \frac{I_{Sek,Eff}}{J}
- \label{eq:leiterquerschnitt}
-\end{equation}
+Ein Bild der fertigen Schaltung ist in Abb. \ref{fig:fertigeSchaltung} zu sehen.
-\begin{equation}
- d_{Pri} = \sqrt{4\frac{A_{Pri}}{\pi}} = \SI{0,225}{\milli\meter}
-\end{equation}
-\begin{equation}
- d_{Sek} = \sqrt{4\frac{A_{Sek}}{\pi}} = \SI{0,583}{\milli\meter}
-\end{equation}
+\begin{figure}[h]
+ \begin{center}
+ \includegraphics[width=0.9\linewidth]{Bilder/Fertige Platine.jpg}
+ \caption{Bestückte Platine}
+ \label{fig:fertigeSchaltung}
+ \end{center}
+\end{figure}
-Fällt der Durchmesser, wie bei der Sekundärwicklung, recht groß aus,
-so kann auch über die Parallelschaltung mehrerer Wicklungen nachgedacht werden.
+\section{Speichertransformator}\label{sec:impl-trafo}
-\begin{equation}
- d_{Sek,n} = \sqrt{4 \frac{\frac{1}{n} A_{Sek}}{\pi}}
- \qquad
- d_{Sek,2} = \sqrt{4 \frac{\frac{1}{2} A_{Sek}}{\pi}} = \SI{0,412}{\milli\meter}
- \label{eq:d-sek-multi}
-\end{equation}
+\subsection{Wickeln}\label{ssec:wickeln}
+
+Damit die einzelnen Wicklungen sauber übereinander gelegt werden können,
+ist es vorteilhaft die erste, unterste Wicklung überzudimensionieren.
+Das heißt, es werden mehr Windungen als zwingend notwendig ausgeführt, um so ein insgesamt saubereres Wicklungsbild zu erreichen.
-Mit $n = 2$ Wicklungen ergibt sich ein Querschnitt, von $d_{Sek} \approx \SI{0,4}{\milli\meter}$,
-der in der Werkstatt verfügbar ist.
-
-Um die Sekundärseite sicher von der Primärseite zu isolieren kann Isolationsband eingesetzt werden.
-Gerade bei handgewickelten Prototypen eignet sich aber \ac{TIW}.
-Es hat den Vorteil, dass Unachtsamkeiten beim Wickeln,
-aber auch die Nähe zum als leitfähig angenommenen Kern die Isolation nicht gefährden.
-In der Werkstatt sind \acp{TIW} lediglich mit Leiterdurchmesser $\SI{0,2}{\milli\meter}$ und $\SI{0,25}{\milli\meter}$ vorhanden.
-Versucht man die Sekundärseite mit diesen Drähten auszuführen, so ergibt sich mit (\ref{eq:d-sek-multi}),
-dass $n=5$ parallele Windungen nötig wären um $J \approx \SI{5}{\frac{\ampere}{\milli\meter\squared}}$ herzustellen.
-Es ist anzumerken, dass der Außendurchmesser der \acp{TIW} bei diesem Durchmesser dem Doppelten des Leiterdurchmessers entspricht.
-Deshalb wurde nicht die Sekundärseite, sondern die Primärseite, also Primär- und Hilfswicklung, mit \ac{TIW} ausgeführt.
-Das hat Konsequenzen für die Isolationsabstände zwischen Kern und Bauteilen, da der Kern jetzt zur Sekundärseite gezählt werden muss.
-Für diese Arbeit soll die Isolation aber ausreichend sein.
-Die gewählten Drähte sind in Tabelle \ref{tab:trafo-wicklungen} aufgelistet.
-
-\subsection{Wickeln}
-Während der Einweisung gab der Werkstattmeister Herr Rall den wertvollen Tipp:
-\begin{quote}
- Dimensionieren Sie ihre Primärwicklung lieber so über, dass Sie den gesamten Wickelkörper gleichmäßig ausfüllen,
- so bekommen Sie eine saubere Fläche für die weiteren Wicklungen.
-\end{quote}
-
-Entsprechend wurde während des Wickelns der innenliegenden Primärwicklung die Windungszahl so lange erhöht,
-bis der Draht sauber auf den entsprechenden Pin gelegt werden konnte.
-Aufgrund der Dicke des Wickeldrahtes konnte die Mindestwicklungszahl von $N_{Pri} \ge 55$ nicht in der zweiten Lage erreicht werden.
-Deshalb wurden eine dritte und eine vierte Lage ausgeführt, die die Wicklungszahl schlussendlich auf $N_{Pri} = 74$ erhöhten.
-Die Sekundär- und Hilfswindungszahlen wurden entsprechend den Verhältnissen angepasst.
+Deshalb wird während des Wickelns der innenliegenden Primärwicklung die Windungszahl so lange erhöht,
+bis der Draht wieder sauber aus dem Wicklungsfenster herausgeführt werden kann.
+Aufgrund der Dicke des Wickeldrahtes kann die Mindestwicklungszahl von $N_{Pri} \ge 55$ nicht in der zweiten Lage erreicht werden.
+Deshalb wird eine dritte und eine vierte Lage ausgeführt, die die Wicklungszahl schlussendlich auf $N_{Pri} = 74$ erhöhen.
+Die Sekundär- und Hilfswindungszahlen werden entsprechend der Verhältnisse $N_{PS} = 6,5$ und $N_{AS} = 1,26$ angepasst.
Eine Auflistung der Windungszahlen und verwendeten Drähte ist in Tabelle \ref{tab:trafo-wicklungen} zu finden.
-Zum Wickeln kam die Wickelmaschine der Elektrowerkstatt zum Einsatz.
+Zum Wickeln kommt die Wickelmaschine der Elektrowerkstatt zum Einsatz.
Diese ist mit einem Umdrehungszähler ausgestattet, so dass sich während der Bedienung
-aus das saubere Führen der Drähte konzentirert werden kann.
+auf das saubere Führen der Drähte konzentriert werden kann.
\subsection{Einstellen der Induktivität}\label{ssec:einstellenDerInduktivitaet}
-Sobald die Primärwicklung erfolgt ist kann mit einem LCR-Meter die Primärinduktivität gemessen und eingestellt werden.
+Sobald die Primärwicklung erfolgt ist, kann mit einem LCR-Meter die Primärinduktivität gemessen und eingestellt werden.
Dies erfolgt über die Vergrößerung des Luftspaltes, was zu einer Verringerung der Induktivität führt.
-Die, jetzt überdimensionerte, Primärwicklungszahl resultiert über den quadratischen Zusammenhang aus
+Die jetzt überdimensionerte Primärwicklungszahl resultiert über den quadratischen Zusammenhang aus
Gleichung (\ref{eq:A-L-Wert}) in einer stark erhöhten Induktivität.
-Deshalb muss der Luftspalt deutlich vergrößert werden um diese auf den gewünschten Wert von $L_{Pri} = \SI{1,185}{\milli\henry}$ einzustellen.
+Deshalb muss der Luftspalt deutlich vergrößert werden, um diese auf den gewünschten Wert von $L_{Pri} = \SI{1,185}{\milli\henry}$ einzustellen.
Das erfolgt durch das Einfügen spezieller Abstandsfolien oder durch Papierblätter, die ungefähr $\SI{0,1}{\milli\meter}$ dick sind.
So werden die Kernhälften auseinander gehalten.
-Der so entstehende Luftspalt bildet sich aber nicht nur unter den zentralen Bein, sondern auf der gesamten Breite.
-Die beiden äußeren Beine haben jeweils $\frac{1}{2}A_e$.
+Der so entstehende Luftspalt bildet sich aber nicht nur unter dem zentralen Bein, sondern auf der gesamten Breite.
+Die äußeren Beine haben jeweils $\frac{1}{2}A_e$.
Insgesamt entstehen also nur zwei Luftspalte, obwohl drei sichtbar sind.
-In diesem Fall konnte die Induktivität mit zwei Blättern auf jeder Seite und anschließendes zusammenpressen mit den Halteklammern des Kerns
-auf $L_{Pri} = \SI{1,22}{\milli\henry}$ eingestellt werden, was einer Abweichung um $\SI{3}{\percent}$ entspricht.
-Der Luftspalt ist mit $\approx \SI{0,4}{\milli\meter}$ allerdings erheblich größer als es für die Funktion nötig wäre.
+In diesem Fall konnte die Induktivität mit zwei Blättern auf jeder Seite und anschließendes Zusammenpressen mit den Halteklammern des Kerns
+auf $L_{Pri} = \SI{1,22}{\milli\henry}$ eingestellt werden, was einer Abweichung von $\SI{3}{\percent}$ entspricht.
+Der Luftspalt ist mit $\approx \SI{0,4}{\milli\meter}$ allerdings erheblich größer, als es für die Funktion nötig wäre.
Das kann zu verschiedenen negativen Effekten, wie dem Streuen des Magnetfelds in Schaltung und Umgebung
oder erhöhten Kernverlusten führen.
-In einer weiteren Iteration könnte versucht werden die dritte und vierte Lage der Primärwicklung zu eliminieren.
+In einer weiteren Iteration kann versucht werden die dritte und vierte Lage der Primärwicklung zu eliminieren.
\begin{table}[h]
\begin{center}
@@ -177,16 +246,16 @@ In einer weiteren Iteration könnte versucht werden die dritte und vierte Lage d
\section{Kostenkalkulation}
-Die Bauteilkosten belaufen sich auf 8,07\texteuro\ und sind in Tabelle \ref{tab:bauteilkosten}
+Die Bauteilkosten belaufen sich auf 8,07 \euro\ und sind in Tabelle \ref{tab:bauteilkosten}
genauer aufgeschlüsselt.
Dabei sind auch Bauteile enthalten, die während der ersten Inbetriebnahme nicht zum Einsatz kommen,
wie der Wake-Up-\ac{IC} U101 oder C117.
-Die einzelnen Preise wurden am 15.12.2023 abgerufen.
+Die einzelnen Preise wurden am 15.12.2022 abgerufen.
Der Preis der Platine, der in den Anforderungen ausgeschlossen wurde, ist schwierig zu erfassen.
Die Kosten hängen neben der Größe auch maßgeblich vom Finish der Löt-Oberflächen ab.
1000~Platinen mit den Maßen $\qtyproduct[product-units = single]{68 x 52}{\milli\meter}$
-bietet der Hersteller Eurocircuits ab einem Stückpreis von 1,37\texteuro\ an.
+bietet der Hersteller Eurocircuits ab einem Stückpreis von 1,37 \euro\ an.
\begin{table}[ht]
@@ -223,7 +292,7 @@ bietet der Hersteller Eurocircuits ab einem Stückpreis von 1,37\texteuro\ an.
\hhline{|=|==|=|=|=|}
~ & ~ & ~ & ~ & \textbf{Summe:} & \textbf{8,069} \\ \hline
\end{tabular}
- \caption{Bauteilkosten bei Abnahme von 1000 Stück in \texteuro}
+ \caption{Bauteilkosten bei Abnahme von 1000 Stück in \euro}
\label{tab:bauteilkosten}
\end{table}
diff --git a/ZusammenfassungUndAusblick.tex b/ZusammenfassungUndAusblick.tex
index 3d7ed1e7006e2522856848893be3714f71f630eb..6dc18d54902f7cb4a365f94090219858a95931b6 100644
--- a/ZusammenfassungUndAusblick.tex
+++ b/ZusammenfassungUndAusblick.tex
@@ -1 +1,27 @@
-\chapter{Zusammenfassung und Ausblick}\label{chap:zusammenfassung-ausblick}
\ No newline at end of file
+\chapter{Zusammenfassung und Ausblick}\label{chap:zusammenfassung-ausblick}
+
+In dieser Arbeit sollte ein Netzteil mit weitem Eingangsspannungsbereich und hohem Wirkungsgrad
+erstellt werden, welches in der Teilnahme des Hochschulteams an der \ac{IFEC} 2023 eingesetzt werden kann.
+Das ist gelungen.
+
+Dafür wurde die Schaltungstopologie des Sperrwandlers ausgewählt, ein geeigneter Schaltregler gefunden und die Schaltung für diesen ausgelegt.
+Die Schaltung wurde zusätzlich für hohe Betriebsspannungen angepasst.
+Ein Speichertransformator wurde berechnet und gewickelt.
+Zuletzt wurde eine Inbetriebnahme mit Messungen des Wirkungsgrades, des Ripples und anderer Größen durchgeführt.
+
+Diese zeigen: das erstellte Netzteil kann die geforderte Ausgangsspannung über den gesamten Eingangsspannungsbereich konstant halten.
+Der Wirkungsgrad liegt bei \SI{230}{\volt}/\SI{50}{\hertz} über \SI{85}{\percent}.
+Die Ausgangsleistung entspricht den Vorgaben.
+Darüber hinaus konnten die geforderten Bauteilkosten weit unterboten werden.
+Einzelne Schwachstellen, wie die unzureichende Leistung bei niedriger Spannung und
+die Spannungspitzen in den Schaltmomenten, sind durch das Tauschen beziehungsweise Nachrüsten einzelner Komponenten
+mit dem bestehenden Prototypen zu beheben.
+
+Der etwas zu große Bauraum kann in einem zweiten Prototypen durch das Weglassen von Testpunkten erreicht werden.
+Das Verschieben von weiteren Komponenten auf die Platinenrückseite verspricht zusätzliche Einsparungen.
+Mit einer Verkleinerung des Transformators könnte der Bauraum der Schaltung auch in der Höhe verringert werden.
+Der Formfaktor eines seitlich steckbaren Moduls sollte bei weiteren Iterationen vorangetrieben werden.
+Zu prüfen ist zuvor aber die Robustheit der Schaltung.
+Das bedeutet Last- und Spannungssprünge durchzuführen und das Verhalten der Ausgangsspannung zu überwachen.
+Um das Netzteil außerhalb des Labors einsetzen zu können ist die Dimensionierung eines Netzfilters
+notwendig, der den Leistungsfaktor anhebt und Störungen durch die Schaltrfequenz eliminiert.
diff --git a/anhang.tex b/anhang.tex
index 9bb7634f0e334a941cf2f145f2903a3f5c681462..fdcc539196aed29ae38435295488b2070bb25e04 100644
--- a/anhang.tex
+++ b/anhang.tex
@@ -1,15 +1,32 @@
\chapter{Schaltplan}\label{ap:schaltplan}
-%\begin{landscape}
- \includepdf[pages=-,landscape=true]{Anhang/Schematic.pdf}
-%\end{landscape}
-\chapter{Layout}
+\includepdf[pages=-,landscape=true]{Anhang/Schematic.pdf}
+
+
+
+\chapter{Layout}\label{ap:layout}
+\begin{figure}[h]
+ \begin{center}
+ \caption{Layout Vorderseite}
+ \label{fig:boardFront-Anhang}
+ \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Anhang/FlybackConverter-brd-front.png}
+ \centering
+ \includegraphics[width=0.8\linewidth]{Anhang/FlybackConverter-brd-back.png}
+ \caption{Layout Rückseite}
+ \label{fig:boardBack-Anhang}
+ \end{center}
+\end{figure}
+
+
+
\chapter{Stückliste}
\begin{landscape}
\begin{table}[!ht]
+\begin{footnotesize}
\centering
\begin{tabular}{|l|l|l|l|l|}
\hline
- \textbf{Referenz} & \textbf{Hersteller} & \textbf{Artikelnummer} & \textbf{Anzahl} & \textbf{Preis/€} \\ \hline
+ \textbf{Referenz} & \textbf{Hersteller} & \textbf{Artikelnummer} & \textbf{Anzahl} & \textbf{Preis/€} \\
+ \hhline{|=|=|=|=|=|}
C101, C113 & Samsung Electro-Mechanics & CL10B104KB8NNNC & 2 & 0,007 \\ \hline
C102, C104, C112, C114, C115, C116 & Samsung Electro-Mechanics & CL21A106KAYNNNF & 6 & 0,037 \\ \hline
C103, C105 & United Chemi-Con & EKZN250ELL151MF11D & 2 & 0,137 \\ \hline
@@ -47,5 +64,6 @@
U103 & Diodes & AP62150WU-7 & 1 & 0,169 \\ \hline
\end{tabular}
\caption{Stückliste}
+\end{footnotesize}
\end{table}
\end{landscape}
\ No newline at end of file
diff --git a/pgfplots.tex b/pgfplots.tex
new file mode 100644
index 0000000000000000000000000000000000000000..cda8b02b35a80facbac93f8f4cd338b473438f64
--- /dev/null
+++ b/pgfplots.tex
@@ -0,0 +1,66 @@
+\documentclass{article}
+\usepackage[utf8]{inputenc}
+\usepackage{tikz}
+\usepackage{pgfplots}
+\usepackage{siunitx}
+\pgfplotsset{compat=1.18}
+
+\begin{document}
+
+\begin{tikzpicture}
+ \begin{axis}
+ [title=Wirkungsgrad,
+ xlabel={Ausgangsleistung / $\si{\watt}$},
+ ylabel={Wirkungsgrad $\eta$ /$\si{\percent}$},
+ xmin=0,
+ xmax=8,
+ ymin=55,
+ ymax=89,
+ mark=none
+ grid=both,
+ minor tick num=1,
+ legend style={
+ cells={anchor=east},
+ legend pos=outer north east,
+ },
+ ]
+
+ \addplot table {150V.txt};
+ \addlegendentry{\SI{150}{\volt}}
+ \addplot table {230V50Hz.txt};
+ \addlegendentry{\SI{230}{\volt}/\SI{50}{\hertz}}
+ \addplot table {400V.txt};
+ \addlegendentry{\SI{400}{\volt}}
+ \addplot table {450V.txt};
+ \addlegendentry{\SI{450}{\volt}}
+ \addplot table {500V.txt};
+ \addlegendentry{\SI{500}{\volt}}
+ \addplot table {565V.txt};
+ \addlegendentry{\SI{565}{\volt}}
+
+ \draw[dashed]
+ (0,325) node[above, xshift=2em] {$V_{DC,max}$} -- (0.02, 325);
+ \draw[dashed]
+ (0,265) node[below, xshift=2em] {$V_{DC,min}$} -- (0.02, 265);
+
+ \draw[dashed]
+ (0.005,0) -- (0.005,325);
+ \draw[dashed]
+ (0.015,0) -- (0.015,325);
+ \draw[dashed, <->]
+ (0.005,100) node[above, xshift=2em] {$T$} -- (0.015,100);
+
+ \draw[dashed]
+ (0.013,0) -- (0.013,325);
+ \draw[dashed, <->]
+ (0.013,150) node[left] {$T_{Charge}$} -- (0.015,150);
+
+ \draw[dashed]
+ (0,85) node[above, xshift=2em] {$\eta_{Soll}$} -- (8, 85);
+
+ \end{axis}
+\end{tikzpicture}
+
+
+
+\end{document}
\ No newline at end of file